Файл: Схемотехника ЭВМ ч.2.doc

На практике в цепочках из небольшого количества логических элементов трудно обеспечить задержки на время большее сотен наносекунд. В то же время достаточно часто возникает необходимость формирования импульсов выходной с длительностями порядка сотен микросекунд и более.

В этом случае можно использовать формирователь такой структуры. Здесь в качестве элемента задержки выступает интегрирующая цепочка, состоящая из резистора R и конденсатора С. Из временных диаграмм работы такой схемы следует, что в отсутствие входного сигнала на выходе элемента НЕ присутствует высокий уровень, и конденсатор окажется заряженным практически до напряжения логической единицы. Сигнал на выходе схемы будет равен нулю.

П ри поступлении на вход положительного импульса инвертор перейдет в нулевое состояние на выходе инвертора сигнал станет равен нулю и конденсатор начнет разряжаться через его выходной каскад с постоянной времени . Пока напряжение в точке «в» не станет ниже порога переключения элемента 2И, сигналы на его входах воспринимаются как логические единицы и в течение этого времени на выходе формируется высокий уровень напряжения.

Далее сигнал на нижнем входе элемента 2И перейдет в область, воспринимаемую как уровень логического нуля, он переключится в нулевое состояние, а конденсатор будет продолжать разряжаться в течение всей длительности входного импульса. По его окончании система вернется в исходное состояние, однако для этого понадобится время, называемое временем восстановления , которое требуется для заряда конденсатора.

Ускорить процесс восстановления можно уменьшив постоянную времени цепи перезаряда, в данном случае величину сопротивления . Для этой цели параллельно резистору включается диод, как показано на схеме пунктирной линией.. Он открывается когда напряжение на выходе инвертора становится более положительным, чем на верхней обкладке конденсатора, его небольшое прямое сопротивление шунтирует резистор, чем обеспечивается ускорение процесса заряда.

Разряд конденсатора происходит по экспоненциальному закону, описываемому соотношением , где и напряжения логического нуля и единицы. Уровень порога переключения инвертора и схемы 2И достигается за время, равное длительности импульса , откуда . Раскрыв скобки и прологарифмировав, получим, что . Считая напряжение логического нуля равным нулю, а порог переключения , длительность импульса можно определить по формуле .

При расчете параметров такого формирователя следует учесть ряд обстоятельств. На вход элемента 2И поступает медленно меняющееся напряжение, что может вызвать его паразитную генерацию и появление пачки импульсов на спаде выходного сигнала. Использование ТТЛ и ТТЛШ вентилей накладывает определенные ограничения на максимальную величину сопротивления резистора, а для КМОП на минимальную.

Это связано с тем, что через входную цепь ТТЛ логического элемента протекает ток, который вызывает падение напряжение на резисторе. Если при низком уровне сигнала на выходе инвертора, оно превысит максимальное значение потенциала логического нуля, то на входе схемы 2И будет присутствовать сигнал, воспринимаемый как единичный и длительность выходного импульса окажется равной длительности входного.

В первом приближении максимальное сопротивление резистора определяется соотношением . Напряжение 0,2В в числителе соответствует выходному уровню логического нуля.

При использовании КМОП элементов небольшие сопротивления резистора могут вызвать перегрузку выходного каскада вентиля и нарушение режима его работы. Максимальная величина его сопротивления теоретически не ограничена, так как входные токи КМОП вентилей пренебрежимо малы.

Е ще один вариант формирователя, уменьшающий длительность входного импульса, использует дифференцирующую цепочку и выглядит следующим образом.

В о время действия положительного фронта входного сигнала скачок напряжения через разряженный конденсатор поступает на логический элемент (повторитель) и вызывает появление на его выходе сигнала логической единицы. По мере заряда конденсатора, напряжение на входе вентиля будет уменьшаться, и когда его уровень опустится ниже порога переключения, это воспримется как появление сигнала логического нуля, что вызовет установление на выходе аналогичного сигнала. Длительность импульса, формируемого такой схемой примерно равна .

В момент исчезновения входного сигнала, заряженный до напряжения конденсатор, окажется подключенным параллельно входу логического элемента, где появится отрицательный потенциал, уменьшающийся по мере разряда конденсатора до величины . Установка диода, или их наличие в структуре логического элемента позволяет снизить длительность процесса восстановления (это показано на рисунке штриховой линией).

Рассмотренные формирователи позволяют преобразовать относительно длинный входной импульс в более короткий выходной. В ряде случаев требуется решить обратную задачу. Такие устройства могут быть реализованы либо с использованием времязадающих цепочек с разными постоянными времени заряда и разряда, или введением в схему цепи положительной обратной связи.

Один из вариантов формирователя второго типа выглядит следующим образом. В и сходном состоянии через резистор вход инвертора подключен к положительному полюсу источника питания и на его выходе формируется напряжение логического нуля. Оно совместно с нулевым входным сигналом поступает на элемент 2ИЛИ-НЕ, что приводит к появлению на его выходе (в точке «а») высокого уровня напряжения. Такое состояние является устойчивым. Конденсатор С при этом практически разряжен, так как обе его обкладки имеют высокий потенциал.

Приход положительного фронта входного импульса переводит элемент 2ИЛИ-НЕ в нулевое состояние, а так как заряд на конденсаторе мгновенно измениться не может, то аналогичный скачок напряжения появится и на входе инвертора

Э то вызовет появление на его выходе единичного сигнала, который по цепи обратной связи поступит на верхний вход 2ИЛИ-НЕ. Новое состояние устройства сохранится пока на нем будет поддерживаться сигнал логической единицы.

С этого момента времени конденсатор С начнет заряжаться по цепи - плюс источника питания, резистор, выходной каскад элемента ИЛИ-НЕ. Напряжение на его правой обкладке станет повышаться и когда оно достигнет порога переключения, инвертор перейдет в состояние логического нуля.

Этот сигнал поступит на верхний вход элемента ИЛИ-НЕ, что приведет к его переходу в единичное состояние и возврату устройства в исходное. Длительность сформированного импульса определяется соотношением .

Из-за того, что к этому моменту на конденсаторе сохраняется некоторый заряд, уровень сигнала в точке «b» скачком увеличится и станет равным . В течение времени, которое называется временем восстановления, на входе инвертора будет действовать напряжение, прев ышающее потенциал источника питания. Для уменьшения длительности этого процесса в схему можно ввести диод VD, который откроется в момент скачка напряжения и образует цепь разряда конденсатора, обладающую малым сопротивлением.

5.2 Генераторы цифровых сигналов.

Такие генераторы являются источниками однополярных прямоугольных импульсов определенной длительности и с заданной частотой следования. Они подразделяются на две группы: автогенераторы и преобразователи частоты. Первые после подключения к источнику питания формируют последовательность импульсов с некоторой частотой , а частота сигналов на выходе вторых определяется соотношением , где М и К целочисленные коэффициенты.

Л юбой автогенератор может быть представлен как система, состоящая из усилителя с коэффициентом усиления , охваченного цепью обратной связи с коэффициентом передачи . Коэффициент передачи такой системы определяется соотношением где . В общем случае коэффициенты усиления и передачи цепи обратной связи зависят от частоты и описываются комплексными функциями. Физически это означает, что между входными и выходными сигналами имеются фазовые сдвиги. С учетом этого формула для коэффициента передачи усилителя с обратной связью примет вид .

Из данного соотношения следует, что при определенных условиях знаменатель дроби может обратиться в ноль и коэффициент усиления системы станет равным бесконечности. В этом случае при нулевом входном сигнале уровень выходного может быть отличен от нуля, что и является свойством и особенностью генератора.

Данная ситуация реализуется, если , где k – любое целое число. Это связано с тем, что выражение будет равно единице при .

Первое соотношение называется условием самовозбуждения по амплитуде и означает, что потери в цепи обратной связи полностью компенсируются усилителем. Второе является условием самовозбуждения по фазе. При его выполнении суммарный сдвиг фаз между входным и сигналом обратной связи таков, что они суммируются. Это соответствует наличию положительной обратной связи, когда сигнал обратной связи находится в фазе со входным.

Если данные условия выполняются на какой-либо одной частоте , то система будет формировать сигнал в спектре которого содержится лишь одна компонента, то есть выходное напряжение должно иметь синусоидальную форму. Когда эти условия выполняются сразу на нескольких частотах, то одновременно будет генерироваться набор синусоидальных сигналов с соответствующими частотами, амплитудами и фазами.

Отсюда следует, что для формирования периодической последовательности импульсов прямоугольной формы с частотой условия самовозбуждения должны выполняться для и т. д., так как все эти компоненты содержатся в спектре такой последовательности.

В качестве активного узла (усилителя) в генераторах цифровых сигналов обычно используются простейшие логические элементы, в частности инверторы. При определенных условиях они могут выполнять функции усилителя с фазовым сдвигом и коэффициентом усиления до нескольких сотен. Примерная форма выходной характеристики инвертора и зависимость его коэффициента усиления от уровня входного сигнала имеют следующий вид.

Из приведенных графиков следует, что в диапазонах входных и выходных сигналов, соответствующих уровням логического нуля и единицы, коэффициент усиления инвертора практически равен нулю. Лишь для напряжений близких к порогу переключения, когда все транзисторы вентиля работают в активном режиме, он может принимать достаточно большие значения.

Ч тобы использовать инвертор в качестве элемента генератора, его требуется перевести в активный режим. Это можно сделать подав на его вход с делителя на резисторах напряжение близкое к порогу переключения, которое для ТТЛ схем составляет 1,2-1,4 В. Так как входной ток при таком напряжении практически равен нулю, то .

В торой вариант формирования напряжения смещения выглядит следующим образом. Здесь . В третьем варианте используется лишь один резистор, который является элементом параллельной отрицательной обратной связи по напряжению, вследствие чего оно будет автоматически поддерживаться на уровне . Это объясняется тем, что любые изменения выходного напряжения передаются на вход, а так как активным элементом является инвертор, то рост входного сигнала приведет к снижению выходного и наоборот. Данный вид обратной связи не влияет на коэффициент усиления по напряжению, уменьшая его лишь по току.

Таким образом, если в качестве усилительного элемента использовать инвертор, работающий в активном режиме и ввести цепь обратной связи с фазовым сдвигом равным и коэффициентом передачи большим , то схема должна функционировать как автогенератор. Элементом обратной связи может выступать и инвертирующий усилитель, то есть аналогичный инвертор, работающий в активном режиме. При этом суммарный фазовый сдвиг окажется равным , а условие самовозбуждения по амплитуде выполнится с большим запасом.

О днако на практике данная система функционировать как автогенератор не будет. Это связано со специфической зависимостью коэффициента усиления вентиля от уровня сигнала. Он становится практически равным нулю, когда входное напряжение находится в зонах, соответствующих логическому нулю и единице. При этом нарушаются условия самовозбуждения по амплитуде так как .

Положительная обратная связь по постоянному току в схеме действует, в связи с чем такая система может находиться в двух устойчивых состояниях. Если на входе первого инвертора напряжение равно нулю, то на его выходе и соответственно на входе второго оно будет иметь высокий уровень, а, напряжение на выходе второго инвертора и на входе первого окажется нулевым. Аналогичная картина получится, если предположить, что на входе присутствует напряжение логической единицы. Формально можно считать, что при этом генерируется сигнал с нулевой частотой.

Превратить данную схему в автогенератор можно ограничив диапазон изменения входных и выходных напряжений таким образом, чтобы вентили все время находились в активной области, либо принудительно выводить их из состояний при которых коэффициенты усиления обращаются в нуль. Однако в первом случае выходные сигналы не будут соответствовать стандартным значениям уровней логического нуля и единицы. Второй способ реализуется устранением обратной связи по постоянному току с сохранением ее по переменному, для чего используются разделительные конденсаторы.

В несколько видоизмененном виде схема данного устройства может быть представлена следующим образом. Ее конфигурация похожа на схему транзисторного мультивибратора, однако здесь в качестве ключей выступают инверторы. Элементы схемы обычно выбираются попарно одинаковыми.

Работа такого устройства может быть описана следующим образом. Пусть в исходном состоянии на первом выходе присутствует сигнал логической единицы, на втором – нуля, на входе левого инвертора напряжение равно нулю, а на входе правого близко к .

П рактически разряженные конденсаторы С1 и С2 начнут заряжаться по цепям которые показаны без учета резисторов , а также входных и выходных сопротивлений вентилей. Потенциал входа левого инвертора ( ) станет увеличиваться, а напряжение на входе второго инвертора будет падать. Через некоторое время напряжение на превысит порог переключения вентиля , а напряжение на втором входе станет меньше его. При этом оба инвертора перейдут в противоположные состояния.

Т ак как разность потенциалов на обкладках конденсатора мгновенно измениться не может, то скачки напряжения, возникающие на выходах инверторов, поступят на соответствующие входы. Конденсаторы начнут перезаряжаться, вследствие чего потенциал первого входа станет падать, а второго увеличиваться. В момент времени, когда они достигнут порогов переключения логических элементов, те перейдут в противоположные (исходные) состояния и процессы будут периодически повторяться. Штриховыми линиями на временных диаграммах показан ход перезаряда конденсаторов при наличии на входах вентилей антизвонных диодов.

Частота следования прямоугольных импульсов формируемых такой схемой зависит от параметров всех элементов, входящих в состав времязадающих цепей, но в основном определяется емкостью конденсаторов и сопротивлениями резисторов R1. На величины емкостей не накладывается принципиальных ограничений, но сопротивления резисторов должны быть не больше, либо не меньше определенных значений, что зависит от свойств логических элементов. В частности для вентилей серии К155 при R2=1КОм, R1=2КОм частота генерируемых колебаний в килогерцах может быть определена из соотношения , если емкость учитывается в микрофарадах.

О братную связь по постоянному току можно разорвать в одной точке схемы, и при измененной конфигурации цепи смещения она примет вид.

Е сли считать, что в исходном состоянии напряжение в точке «а» равно нулю, то в точке «b» оно будет иметь высокий уровень, а на выходе второго инвертора опять будет нулевым. В данной ситуации разность потенциалов на обкладках конденсатора равна нулю и он начнет заряжаться через резистор R и выходное сопротивление первого инвертора, находящегося в состоянии логической единицы. Параллельно конденсатору оказывается подключенным входное сопротивление инвертора и, с учетом того, что входной ток логического нуля вытекает из соответствующей цепи ТТЛ элемента, постоянная времени заряда конденсатора будет определяться соотношением .

Когда напряжение на входе первого инвертора достигнет порога переключения, его состояние изменится на противоположное. При этом в точке «b» появится низкий уровень напряжения, а на выходе второго инвертора сформируется сигнал логической единицы.

В следствие того, что разность потенциалов на обкладках конденсатора мгновенно измениться не может, в момент переключения второго инвертора на входе первого логического элемента сформируется скачок напряжения величиной . Конденсатор начнет перезаряжаться через резистор R и выходное сопротивление инвертора, находящегося в состоянии логической единицы. Постоянная времени цепи перезаряда будет равна .

У меньшающийся потенциал точки «а» через время достигнет порога переключения логического элемента и схема перейдет в исходное состояние. На входе первого инвертора появится отрицательный скачок напряжения величиной и конденсатор начнет перезаряжаться. Когда напряжение в точке достигнет порога переключения , схема изменит свое состояние на противоположное и эти процессы будут периодически повторяться.

Как следует из временных диаграмм, длительность формируемого схемой положительного импульса больше интервала времени в течение которого напряжение близко к нулю. Это связано с разными постоянными времени цепей перезаряда конденсатора. При величине сопротивления , частота выходного сигнала может быть рассчитана по формуле . Применение КМОП элементов, у которых входные токи практически отсутствуют ( ), устраняет асимметрию и позволяет использовать резисторы с относительно высокими значениями сопротивлений.

В моменты бросков тока на начальных этапах перезаряда конденсаторов, выходные каскады инверторов работают с перегрузкой, что приводит к снижению уровня логической единицы. Временные диаграммы сигналов с учетом этого обстоятельства представлены на рисунке штриховыми линиями. Для получения стандартных значений уровней к выходу генератора может быть подключен формирующий каскад, на третьем логическом элементе.

Р азновидностью генераторов импульсных колебаний являются генераторы с запаздывающей обратной связью, структура которых имеет следующий вид. У них в цепи обратной связи используется элемент, который задерживает появление выходного сигнала относительно входного на время τ.

Задержка во времени эквивалентна появлению фазового сдвига, величина которого определяется соотношением . Отсюда следует, что на некоторых частотах фазовый сдвиг станет равным , и при использовании инвертирующего усилителя и цепи обратной связи с , в схеме будет выполняться условие самовозбуждения по фазе.

К оэффициент передачи такой системы определяется соотношением . Знаменатель обращается в ноль, если и . Учитывая, что , это произойдет при , откуда следует, что частоты, для которых будут выполняться условия самовозбуждения по фазе, равны . Если при этом выполнены условия самовозбуждения по амплитуде, то система начнет генерировать набор синусоидальных сигналов с частотами и суммарный сигнал может иметь прямоугольную форму.

П ри использовании в качестве инвертирующего усилителя идеального инвертора, не вносящего задержек, частота следования прямоугольных импульсов в такой схеме будет равна .

Появление логического нуля на входе инвертора переведет его в единичное состояние, но этот сигнал поступит на его вход через время . На выходе сформируется нулевой уровень, который через поступит на вход и т.д.

Е сли в качестве усилителя применен инвертор с временем переключения , а элемент задержки выполнен на группе из четного количества последовательно соединенных инверторов, то простейший вариант такого генератора будет иметь вид. Частота следования его выходных сигналов равна , а временные диаграммы работы выглядят следующим образом. Увеличение периода колебаний на объясняется тем, что первый инвертор вносит задержку при формировании как положительного, так и отрицательного фронтов сигнала.

Для вентилей серии К155 с задержками порядка 20 нС, частота генерируемых колебаний составит около 16 МГц. Уменьшить ее можно, лишь увеличивая задержку в цепи обратной связи, путем добавления цепочек из четного числа инверторов, либо замедлением процесса их переключения. Второй вариант реализуется установкой конденсатора небольшой емкости между входом и выходом любого из инверторов.

В генераторах такого типа сигналы можно снимать с выхода любого из элементов, они будут идентичны, но сдвинуты друг относительно друга на соответствующие интервалы времени.

Д остаточно часто в качестве активного элемента генераторов прямоугольных импульсов используется инвертирующий триггер Шмидта. В отличие от обычного инвертора он обладает гистерезисной характеристикой, то есть порог переключения из одного состояния в другое зависит от направления изменения входного напряжения. Для стандартных ТТЛ вентилей порог переключения составляет 1,3÷1,5 В, а у элемента с гистерезисной характеристикой , а .

П ринципиальная схема варианта генератора на триггере Шмидта выглядит следующим образом. Если в исходном состоянии конденсатор разряжен ( ), то на выходе логического элемента присутствует напряжение высокого уровня .

К онденсатор начнет заряжаться и потенциал входа инвертора станет возрастать по закону . Когда он достигнет порога срабатывания триггер Шмидта переключится в противоположное состояние.

З аряженный к этому моменту до конденсатор начнет разряжаться через резистор R и выходной каскад логического элемента, напряжение на котором равно . Процесс разряда описывается соотношением .

Когда напряжение на конденсаторе достигнет нижнего порога переключения триггера Шмидта, он перейдет в исходное состояние, далее процессы будут периодически повторяться и на выходе сформируется последовательность прямоугольных импульсов с периодом , зависящим от параметров элементов схемы.

Длительность интервала можно определить из формулы, описывающей процесс разряда конденсатора, учитывая, что напряжение на нем к концу этого промежутка времени станет равным . Таким образом , откуда и .

Длительность положительного импульса определяется из соотношения, описывающего заряд конденсатора, с учетом того, что он начинается от исходного напряжения под действием разности потенциалов . Таким образом, в установившемся режиме . Так как за время конденсатор зарядится до напряжения , то , откуда , и следовательно . Для триггера Шмидта ТТЛ типа , , при этом следует иметь ввиду, что сопротивление резистора должно быть ограничено сверху величиной порядка одного килоома.

Форма выходных колебаний такого генератора несимметрична, что объясняется соответствующей зависимостью длительностей интервалов от порогов срабатывания триггера Шмидта. Симметрия будет наблюдаться лишь при выполнении условия , которое не реализуется в рассмотренном триггере Шмидта. Сформировать колебания симметричной формы можно переключая постоянные времени при заряде и разряде конденсатора, либо схемотехнически реализовав триггера Шмидта с заданным соотношением порогов переключения.

В первом случае вводится цепочка из дополнительного резистора и диода. В процессе заряда конденсатора напряжение на его верхней обкладке меньше, чем на выходе логического элемента, диод заперт и данная цепочка не влияет на работу схемы. Когда на выходе появляется нулевой уровень, напряжение на входе оказывается более положительным, диод открывается и сопротивление цепи становится равным . Разряд конденсатора произойдет быстрее, что приведет к уменьшению .

Так как гистерезисная характеристика в триггере Шмидта формируется за счет наличия положительной обратной связи, то его неинвертирующий вариант можно построить следующим образом.

Д ля переключения логического элемента из одного состояния в другое необходимо, чтобы напряжение на его входе стало бы больше, либо меньше порогового . В данной схеме будет зависеть не только от уровня входного сигнала, но и от состояния выхода второго инвертора. При нулевом выходном напряжении эквивалентная схема устройства без учета входного сопротивления логического элемента выглядит следующим образом и . Это напряжение достигнет порога переключения при .

Е сли на выходе формируется сигнал логической единицы, то на вход инвертора через резистор будет поступать напряжение высокого уровня и . В данном случае достигнет уровня порога переключения вентиля, если , то есть, . Приведя это выражение к общему знаменателю, получим , откуда . Ширина петли гистерезиса в таком устройстве составит . В зависимости от типа используемых логических элементов на величины сопротивлений резисторов должны накладываться соответствующие ограничения.

Особенностью всех рассмотренных генераторов является относительно низкая стабильность частоты формируемых сигналов. Одной из причин этого является сильная зависимость параметров логических элементов, а также резисторов и конденсаторов от температуры. В то же время для построения измерительных устройств, систем обмена данными, узлов синхронизации требуются источники высокостабильных колебаний, частоты которых должны очень слабо зависеть от изменений температуры, и от влияния иных дестабилизирующих факторов.

Как уже отмечалось, если в системе с усилителем, охваченным положительной обратной связью, условия самовозбуждения выполнены на одной частоте, то будет генерироваться синусоидальный сигнал с этой частотой. Данное условие можно обеспечить, используя в цепи обратной связи элементы с избирательными свойствами, которыми, в частности, обладает колебательный контур.

При использовании его в цепи обратной связи, подбором коэффициента усиления усилителя можно добиться, чтобы условие выполнялось только на одной частоте , на которой и возникнет генерация. Графически это означает, что кривая, соответствующая зависимости от частоты касается горизонтальной линии с ординатой равной единице лишь в одной точке.

Е сли по каким-либо причинам коэффициент усиления возрастет, то соответствующий график пойдет выше и условия самовозбуждения станут выполняться для множества частот, лежащих в пределах от до ( в случае выполнения для них условия самовозбуждения по фазе). Это приведет к появлению в спектре выходного сигнала дополнительных компонент и отличию его формы от синусоидальной.

С другой стороны данную ситуацию можно рассматривать, как способность частоты принимать любое значение в диапазоне . Таким образом, если, к примеру с ростом температуры будут меняться условия самовозбуждения по фазе, то начнет изменяться и частота генерируемого сигнала.

Получить стабильное значение частоты можно, если условия самовозбуждения выполняются для очень узкой полосы частот, и центральная частота этого диапазона остается неизменной при воздействии дестабилизирующих факторов. Первое условие можно реализовать, используя в цепи обратной связи высокоизбирательные элементы, имеющие узкую резонансную характеристику, то есть обладающие высокой добротностью , где - ширина полосы пропускания по уровню 0,7. Из второго условия следует, что параметры избирательной системы должны быть неизменными, то есть стабильными.

Этим требованиям удовлетворяют так называемые кварцевые резонаторы. Они представляют собой пластинки из кристаллов кварца, на поверхностях которых нанесены металлические контактные площадки. Наличие у кварца пьезоэлектрических свойств приводит к тому, что при сжатии или растяжении вырезанной из него пластинки на ее краях появится разность потенциалов того либо иного знака. Если же к металлизированным краям пластинки приложить напряжение, то она сожмется или растянется в зависимости от его полярности.

Кроме того, пластинка из кварца обладает свойством упругости, то есть после кратковременного воздействия электрического поля, она вернется в исходное состояние не сразу, а после достаточно большого числа колебаний, то есть изменений геометрических размеров. Частота этих колебаний определяется геометрическими размерами пластинки, а время их затухания - добротностью, которая вследствие малых внутренних потерь в кварце достигает очень больших значений.

При изменениях размеров кварцевой пластинки на ее обкладках будет возникать переменная разность потенциалов, то есть электрические колебания с частотой, равной частоте механического резонанса. Если это напряжение усилить и в фазе вновь подать на электроды кварцевого резонатора, то в такой системе установится режим непрерывной генерации электрических колебаний с частотой , где - толщина пластинки в миллиметрах. Конкретное значение частоты зависит как от направления под которым вырезается пластинка по отношению к кристаллографическим осям, так и от типа колебаний, которые могут быть колебаниями растяжения – сжатия, кручения, изгиба и т.п.

В следствие того, что коэффициент линейного расширения кварца очень мал, размеры кварцевой пластинки при изменении температуры, а следовательно и ее резонансная частота будут меняться слабо, составляет . Для обычных колебательных контуров эта величина на несколько порядков больше.

Кварцевый резонатор при определенных условиях ведет себя подобно колебательному контуру и может быть представлен в виде следующей эквивалентной схемы, где - эквивалентные емкость и индуктивность, сопротивление потерь, а - емкость электродов и внешних проводников. Параметры этих элементов зависят от резонансной частоты кварца, типа среза и вида колебаний. В частности для кварцевого резонатора с частотой 1 МГц, они имеют значения . При этом добротность оказывается порядка , в то время как у обычного колебательного контура она не превышает нескольких сотен.

В эквивалентной схеме кварцевого резонатора можно выделить два колебательных контура – один последовательный с резонансной частотой , а другой параллельный с частотой резонанса . На частоте последовательного резонанса полное сопротивление резонатора близко к нулю, а на частоте параллельного стремится к бесконечности.

Г рафики зависимости полного сопротивления кварцевого резонатора от частоты имеют следующий вид. В промежутке оно имеет индуктивный характер, а в остальной области частот – емкостной.

Противоположные значения потенциалов на краях кварцевой пластинки возникают, если по ее толщине укладывается нечетное количество полуволн деформации. При скорости их распространения , длины волн определяются соотношением и условия генерации будут выполняться если . То есть автогенератор с одним и тем же кварцевым резонатором может формировать сигнал как с частотой , так и с частотами и т.д. Если условия самовозбуждения выполняются лишь для одной из них, то будет генерироваться синусоидальный сигнал, а если для всех, то близкий к прямоугольному. Эквивалентная схема кварцевого резонатора для всех этих частот выглядит одинаково, однако параметры элементов, входящих в ее состав будут зависеть от конкретного значения частоты.

О дин из вариантов кварцевого генератора на логических элементах представляет собой мультивибратор, у которого конденсатор заменен кварцевым резонатором. Резистор выводит инверторы в активный режим и в схеме возникает колебательный процесс на частоте последовательного резонанса кварцевой пластинки. Это связано с тем, что только на этой частоте фазовый сдвиг в цепи обратной связи равен нулю и эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора минимально (примерно равно ), то есть сигнал положительной обратной связи имеет максимальный уровень. Так как дополнительных избирательных цепей в такой схеме нет, то колебания возникнут на всех резонансных частотах кварца и их форма на выходе генератора будет прямоугольной. В ряде случаев в схеме параллельно второму инвертору устанавливают дополнительный резистор, что облегчает процесс запуска генератора.

Такая схема будет работоспособна при выполнении условия , которое при использовании ТТЛ элементов выполняется лишь для кварцевых резонаторов с частотами в единицы мегагерц и более. Это объясняется тем, что с уменьшением резонансной частоты эквивалентное сопротивление возрастает, а величина сопротивления ограничена сверху значениями в сотни Ом. При использовании КМОП вентилей данные ограничения отсутствуют, но возникают определенные проблемы с генерацией высокочастотных колебаний вследствие невысокого быстродействия таких логических элементов.

Одна из разновидностей схем низкочастотных кварцевых генераторов на КМОП логических элементах называется схемой Пирса и требует для своего построения лишь одного инвертора, работающего в активном режиме, который обеспечивается введением резистора R сопротивлением в несколько мегаом. Данное устройство представляет собой вариант генератора по схеме емкостной трехточки. Здесь условия самовозбуждения будут выполняться, если реактивное сопротивление между конденсаторами имеет индуктивный характер. В этом случае фазовый сдвиг в цепи обратной связи в определенной полосе частот становится равным , то есть в схеме действует положительная обратная связь.

С опротивление кварцевого резонатора имеет индуктивный характер лишь в диапазоне частот , который очень мал вследствие того, что . Данная схема будет генерировать последовательность прямоугольных импульсов с частотой следования . Подбором емкостей конденсаторов частоту можно в небольших пределах регулировать, так как эквивалентная емкость добавляется к емкости резонатора , что несколько уменьшает значение частоты .

Резистор имеет сопротивление порядка сотен килом и служит для того, чтобы относительно низкое выходное сопротивление инвертора не шунтировало низкочастотный кварцевый резонатор с большим значением .

Список литературы.

• Зельдин Е.А. Цифровые интегральные микросхемы в информационно-измерительной аппаратуре.- Л.: Энергоатомиздат, 1986.- 280 с., ил.

• Цифровая вычислительная техника. Учебник для вузов. Под. Ред. Евреинова. – М.: Радио и связь, 1991.-464 с., ил.

• Опадчий Ю.Ф. и др. Аналоговая и цифровая электроника (Полный курс): Учебник для вузов. - М.: Горячая линия – Телеком, 2000. – 768 с.: ил.

• Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. Справочник М.: Радио и связь, 1987.- 252 с., ил.

• Преснухин Л.Н. Расчет элементов цифровых устройств. Учеб. Пособие. 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Высш. шк., 1991.

• Цифровые устройства на комплементарных МДП интегральных микросхемах.- М.: Радио и связь, 1983.-272 с., ил.

• Угрюмов Е.П. Цифровая схемотехника. – СПб.: БХВ – Санкт – Петербург, 2000.- 528 с.: ил.

• Проектирование импульсных и цифровых устройств радиотехнических систем: Учеб. пособие для радиотехнич. спец. /вузов./ Под ред. Казаринова.- М.: Высш. шк., 1985.- 319 с., ил.

• Потемкин И.С., Функциональные узлы цифровой автоматики – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 320 с.: ил.

• Бунтов В.Д., Емельянов А.Ф., Макаров С.Б. Проектирование цифровых радиотехнических устройств на интегральных схемах. Учебное пособие. – Л.:ЛПИ, 1985. – 72 с.

ОГЛАВЛЕНИЕ

Стр.

1. Арифметические и логические основы

цифровой техники………………………………….. 3

2. Классификация цифровых устройств…………….. 30

3. Состязания в комбинационных схемах…………… 33

4. Комбинационные цифровые устройства………….. 44

   1. Дешифраторы…………………………………. 46

   2. Преобразователи кодов………………………. 59

   3. Шифратор приоритетов……………………… 63

   4. Мультиплексоры……………………………… 71

   5. Схемы контроля четности…………………… 80

   6. Мажоритарные элементы……………………. 85

   7. Цифровые компараторы……………………… 88

   8. Сумматоры двоичных кодов чисел………….. 92

   9. Устройства для вычитания двоичных кодов

чисел…………………………………………… 106

10. Сумматоры двоично-десятичных кодов

чисел…………………………………………… 110

11. Арифметико-логические устройства………... 114

12. Умножители двоичных кодов чисел………… 117

1. Формирователи и генераторы на логических

элементах……………………………………………. 120

1. Формирователи импульсов…………………... 120

2. Генераторы цифровых сигналов……………...129

Список литературы…………………………………. 152

ЛЕХИН Сергей Никифорович

СХЕМОТЕХНИКА ЭВМ

ТЕОРЕТИЧЕСКИЙ КУРС

часть 2

Учебное пособие

Для студентов специальности 220100

Вычислительные машины, комплексы, системы и сети

Технический редактор Л.Г. Голохвастова

Компьютерная верстка С.Н. Лехин

Лицензия ЛР № 020593 от 07.08.97

________________________________________________________________

Формат 6084/16. Печать офсетная.

Гарнитура Times New Roman . Уч. изд. п.л. .

Тираж 150 экз. Заказ №

Псковский политехнический институт (филиал) Санкт-Петербургского государственного политехнического университета.

Издательство СПбГПУ, член Издательско-полиграфической

ассоциации вузов Санкт-Петербурга.

Адрес университета и издательства:

Россия, 195251, Санкт-Петербург, ул. Политехническая, 29

Отпечатано с готового оригинал-макета, предоставленного автором

165