Файл: Глава 21.doc

Рассмотрим микропроцессорную систему управления реверсивным тиристорным электроприводом постоянного тока с цифровым СИФУ. На рис.21.1. представлена схема силовой части электропривода.

Технические данные двига-теля следующие:

1. Мощность Р_н=2,8кВт

2. Напряжение U_н=220В

3.Номинальная скорость враще-ния n_н=1500об/мин

4. Номинальный ток I_н=14,5А

5.Номинальный момент М_н= =17,9Нм

6.Магнитный поток

Ф_н=5,84·10^-3Вб

7. Момент инерции J=0,056кгм²

Р Рис.21.1. Схема силовой части электропривода ассчитанные по стандар-тной методике [см. Раздел 2] ко-эффициенты и постоянные времени звеньев системы сведены в таблицу 21.1.

Таблица 21.1

Параметры силовой части и звеньев системы

№№	Наименование параметров	Обозначение и расчетное соотношение	Размерность	Значение параметра
1	Машинная постоянная электродвигателя		Нм/А, В.с	1,3
2	Максимальное напряжение тиристорного преобразователя	U_d0	В	340
3	Сопротивление якорной цепи	R_яц	Ом	6,8
4	Коэффициент передачи якорной цепи		1/Ом	0,15
5	Индуктивность якорной цепи	L_яц	Гн	0,0954
6	Электромагнитная постоянная времени якорной цепи		с	0,028
7	Суммарный момент инерции	J_Σ	кгм²	0,07
8	Коэффициент интегрирования механического звена		1/кгм²	14,29
9	Электромеханическая постоянная времени		с	0,14
10	Коэффициент усиления тиристорного преобразователя		-	42,48
11	Постоянная времени тиристорного преобразователя	Т_ТП=Т_μ	с	0,007
12	Коэффициент обратной связи по скорости	к_С	В/рад/с	0,051

21.2 Разработка цифровой двухконтурной системы регулирования скорости электропривода постоянного тока с тиристорным преобразователем

При синтезе цифровых регуляторов тока и скорости воспользуемся результатами, приведенными в §17.4.

За величину периода дискретности двухконтурной системы стабилизации скорости электропривода примем величину некомпенсируемой постоянной времени тиристорного преобразователя Т=Т_μ=Т_т [3-21].

Полученная в §17.4 желаемая дискретная передаточная функция (ДПФ) замкнутого контура тока в соответствии с (17.67) имеет вид

, (21.1)

где: ;

К_ацп – передаточный коэффициент АЦП;

к_Т – коэффициент обратной связи по току.

АЦП преобразует входной аналоговый сигнал, лежащий в заданном диапазоне изменения (например, ±10В), в целое число. Наибольший числовой код, определяющий разрешающую способность АЦП, зависит от числа используемых при преобразовании разрядов. Диапазон изменения кодов задается величиной , где m – число разрядов. Поэтому 12-разрядный АЦП позволяет получить максимальный код . 12-разрядный дифференциальный АЦП с диапазоном входного сигнала ±10В показан на рис.21.2.

При D_макс=4096 текущее значение кода принимается в интервале -2048≤D≤2047. Для положительных значений разрешающая способность АЦП определяется по формуле:

Разрешение=10В/2047=0,00489В.

Таким образом, ошибка квантования, определяемая как ±1/2 разрешения, есть ±0,00244В, а относительная ошибка Δ преобразования оценивается по формуле:

Δ=0,00244В/(диапазон измерений, В)

Рис.21.2. 12-разрядный дифференциальный АЦП

аким образом, боль-шую точность можно получить при использо-вании всей шкалы (т.е. 10В) усиления.

АЦП, показанный на рис.21.2, является 12-разрядным и выдает код D=1261. В этом случае для определения истинного значения измеренной величины служит формула:

В,

а относительная ошибка преобразования для этого значения напряжения

т.е. является достаточно малой величиной.

Полученная желаемая дпф замкнутого контура тока (см. (17/67))

имеет входную переменную – приращение угла отпирания ТП , которое задает требуемое изменение тока, а выходную переменную – приращение за период проводимости Т_п тока или соответствующую ему величину сигнала обратной связи по току, выраженную через угол отпирания ТП - . При пересчете приращения угла отпирания ТП в управляющее напряжение ТП U_у учтем, что диапазон изменения угла от 30⁰ до 180⁰ является квазилинейным. Примем этот диапазон рад. В этом диапазоне изменение угла управления справедливы следующие соотношения.

При U_у=8В, В.

В соответствии с (17.63)

При

При , при этом В.

Цена младшего разряда цифрового преобразования в контуре тока

Итак, ДПФ замкнутого контура тока принимает вид

Здесь , так как Т принято равным Т_μ.

ДПФ регулятора тока имеет вид (см.17.70)

где

Рассмотрим теперь цифровой контур регулирования скорости, структурная схема которого приведена на рис.17.16.

Для контура скорости к_С=0,051.

Величине α=0,867рад соответствует код 2047.

При Δα=0,186рад ΔU_у=1,19В.

В §17.4 рассматривается два случая синтеза цифрового контура скорости: настройка контура скорости на модульный оптимум (МО); настройка контура скорости на оптимум, подобный симметричному с фильтром на входе (СО).

В первом случае при настройке на МО имеем ДПФ цифрового замкнутого контура скорости (17.78)

а ДПФ цифрового регулятора скорости (17.76)

где: d_Т, d₁ и d₂ вычисляются по формуле (17.75) и имеют следующие значения

Для принятой настройки на МО с учетом найденных выше значений d₁, d₂, d_Т.

(см. формулу 17.77).

Полученной ДПФ цифрового регулятора скорости соответствует ДПФ цифрового замкнутого контура (17.78).

Как указано в §17.4, в этом случае для реализации в цифровом контуре скорости МО имеем цифровой регулятор скорости, отличный от пропорционального, что усложняет программу регулятора для микропроцессора.

Для составления программы для ЦВМ (микропроцессора) составим рекуррентное уравнение для цифрового контура скорости