Файл: Приемопередатчик сигналов с многочастотной квадратурной амплитудной манипуляцией.pdf

15 кодирования информационная скорость цифрового потока уменьшается обратно-пропорционально скорости кода.
 Дополнительно может применяться многопротокольное пакетирование и упреждающая коррекция ошибок (MPE-FEC). При его использовании информационная скорость также снижается обратно пропорционально скорости кода MPE-FEC.
 Передаваемый сигнал преобразуется в псевдослучайный поток посредством скремблирования.
Примерами использованием технологии OFDM являются также стандарты 802.11b, 802.11a и 802.11g беспроводных сетей LAN. Стандарт
802.11b, введенный в 1999 г., позволяет передавать данные со скоростью 11
Мбит/с. Если канал передачи имеет плохое качество, то данный стандарт допускает снижение скорости данных до 5,5 Мбит/с. В соответствие с этим стандартом при построении радиосетей используются протокол CSMA/CA и диапазон частот 2,4 ГГц.
Стандарт 802.16a также был введен в 1999 г. Это один из трех стандартов, использующих OFDM. Для него выделен диапазон частот 5 ГГц.
В данном стандарте используются 52 поднесущих, распределенных с интервалом 312,5 КГц. Символы генерируются с использованием различных типов модуляции, таких как BPSK, QPSK,16-QAM или 64-QAM. Выбор типа модуляции зависит от качества беспроводного канала. Длительность символа
OFDM составляет 4 мкс.
Стандарт 802.11g во многом подобен 802.11a, но предполагает использование диапазона 2,4 ГГц. В дополнение к перечисленным стандартам, существует еще и стандарт 802.11n, в котором используется множество антенн и который предназначен для передачи данных со скоростями до 100 Мбит/с. Этот стандарт также основывается на OFDM.
Индустрия беспроводных сетей получила значительное развитие за последние годы. На сегодняшний день существует и появляется множество компаний, развивающих высокоскоростные беспроводные сети для

16 предоставления услуг передачи мультимедиа приложений. Более высокие скорости передачи данных и надёжность систем с OFDM позволяет беспроводным сетям поддерживать высокоскоростные приложения на больших площадях, где среда распространения подходит для радиопередачи.
Для этого используются более широкие полосы радиоканалов, большее количество поднесущих, адаптивная модуляция и более сложные ансамбли сигналов многопозиционной QAM. В системе Wireless Gigabit LAN
(WiGLAN) передача и прием данных со скоростью до 1 Гбит/с осуществляются на частоте 5,25 ГГц. в полосе частот шириной до 128 МГц.
Наиболее распространенный способ формирования сигнала с ортогональным частотным уплотнением заключается в предварительном демультиплексировании потока входных данных, первичной модуляции поднесущих и последовательном формировании каждого OFDM-символа путем суммирования действительных и мнимых частей поднесущих. Для первичной модуляции поднесущих в современных системах связи чаще всего используется разновидности фазовой или квадратурной амплитудной манипуляции, Полученный таким образом комплексный OFDM-символ используется для квадратурной модуляции несущего колебания. Схема формирователя OFDM-сигнала, реализующая данный способ, показана на рис. 1.
Демультиплексор S/P входного потока данных T предназначен для преобразования последовательного кода входных данных в параллельный код. Число формируемых таким образом элементов параллельного кода определяется количеством используемых ортогональных поднесущих и видом их первичной модуляции. Формирование действительных (I
D
) и мнимых (Q
D
) составляющих OFDM-сигнала в цифровой форме осуществляется в OFDM-модуляторе с помощью алгоритма обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ). Результаты ОБПФ преобразуются в аналоговые сигналы I
A
и Q
A
, представляющие действительную и мнимую части OFDM-сигнала, с помощью цифроаналоговых преобразователей

17
(ЦАП). Для сглаживания выходных сигналов ЦАП используются два идентичных фильтра нижних частот (ФНЧ), частота среза которых определяется максимальным значением частот поднесущих.
Сигналы I
A
и Q
A
подаются на входы балансных смесителей (См), которые управляются опорными сигналами, сдвинутыми по фазе на 90
o
Смеситель, который формирует синфазную составляющую выходного сигнала TRE передатчика, управляется непосредственно сигналом LO гетеродина Г. Смеситель, формирующий квадратурную составляющую сигнала TRE, управляется выходным сигналом фазовращателя, который обеспечивает фазой сдвиг сигнала LO на 90
o
Частота гетеродина
LO
f выбирается из условия
0
f
f
f
LO
RF


,
(1) где
RF
f
- радиочастота – рабочая частота радиоканала,
0
f
- несущая частота
OFDM-сигнала, определяемая как центральная частота его спектра.
В приемнике OFDM-сигнала, схема которого показана на рис. 2, радиочастотный сигнал RRF после усиления и частотной селекции с помощью полосового фильтра подвергается преобразованию частоты вниз в балансных смесителях См, которые управляются сигналом LO гетеродина и его копией, сдвинутой по фазе на 90
o
. Выходные сигналы смесителей

18 содержат составляющие с суммарной и разностной частотами (
LO
RF
f
f

) и
(
LO
RF
f
f

). Для селекции более низкочастотных составляющих с разностной частотой используются фильтры нижних частот
Выходные сигналы I
A
и Q
A
фильтров несут информацию о синфазной и квадратурной амплитудах принимаемого радиочастотного сигнала RRT и представляют действительную и мнимую составляющие комплексных
OFDM-сигнала. Для демодуляции данного аналогового сигнала с помощью его составляющие преобразуются в цифровую форму с помощью двух аналого-цифровых преобразователей (АЦП). Демодуляция соответствующих цифровых сигналов I
D
и Q
D
осуществляется посредством алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ). Результат демодуляции в виде параллельного кода, число элементов которого определяется размерностью БПФ, преобразуется в поток выходных данных с помощью мультиплексора P/S.
Один из существенных недостатков рассмотренных схем прямого преобразования OFDM-сигнала заключается в том, что при рабочих частотах выше нескольких сотен МГц сложно обеспечить достаточно точный фазовый сдвиг в 90
o между опорными сигналами, управляющими работой балансных
Рисунок 3.2. Схема приемника OFDM-сигнала.
P
/
S
АЦП
АЦП I
D
Q
D
См
См
90
o
I
A
Q
A
RRT
LO
O
F
D
M
-
д
ем
о
д
ул
я
то
р
R
Г

19 смесителей, которые используются для повышения и понижения частоты передаваемого и принимаемого сигналов. Следствием этого являются нарушение условия ортогональности синфазной и квадратурной составляющих передаваемого радиочастотного сигнала, при демодуляции которого возникают искажения, обусловленные взаимным влиянием действительной и мнимой частей комплексного OFDM-сигнала.
Другой недостаток рассмотренных схем связан с тем, что по условию
(2) частота
LO
f
гетеродина должна быть близка к радиочастоте
RF
f
, так как несущая частота
0
f
OFDM-сигнала значительно ниже стандартных значений радиочастоты. При передаче мощный сигнал радиочастоты может влиять на сигнал LO гетеродина и ухудшать спектральную чистоту несущей радиосигнала, а в приемнике уже сигнал LO может влиять на слабый сигнал
RRF, что воспринимается как увеличение мощности шума в принимаемом сигнале и приводит к снижению динамического диапазона приемника.
Для устранения указанных недостатков необходимо выбирать частоту гетеродина таким образом, чтобы она значительно отличалась от радиочастоты, что уменьшает взаимное влияние сигналов RF и LO. Вместе с этим, выбор частоты гетеродина должен обеспечить требуемую точность фазовых соотношений между ортогональными опорными сигналами, используемыми для управления работой смесителями передатчика и приемника.
В результате такого выбора частоты гетеродина значение повышенной частоты OFDM-сигнала будет соответствовать не частоте радиосигнала, а более низкому, промежуточному значению, которое должно повышаться до следующего, еще более высокого значения второй промежуточной частоты.
В простейшем случае повышение частоты передаваемого сигнала до значения частоты радиосигнала и соответствующее понижение частоты принимаемого радиочастотного сигнала производится на двух ступенях преобразования частоты в передатчике и приемнике. На первой ступени

20 несущая частота OFDM-сигнала повышается до значения промежуточной частоты, а частота принимаемого радиосигналасигнала понижается до такого же значения. На второй ступени в передатчике промежуточная частота преобразуется в радиочастоту, а в приемнике – в несущую частоту OFDM- сигнала.

21 4.
ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
Структурная схема разрабатываемого устройства, показанная на рисунке 4.1, реализует двухступенчатое преобразованием частоты в передающей и приемной части. По сравнению с одноступенчатой схемой, рассмотренной в предыдущем разделе, двухступенчатая схема преобразования частоты позволяет снизить взаимное влияние и искажения составляющих OFDM-сигнала, а также влияние сигнала гетеродина на передаваемый сигнал и влияние принимаемого сигнала на сигнал гетеродина.
Передающая часть состоит из модулятора поднесущих, квадратурного модулятора и радиочастотного (РЧ) тракта передатчика Модулятор поднесущих служит для формирования действительной (TI) и мнимой (TQ) составляющих комплексного OFDM-сигнала в виде последовательности
OFDM-символов.
В квадратурном модуляторе несущая частота передаваемого OFDM-сигнала повышается до промежуточной частоты.
Сигнал TIF с промежуточной частотой преобразуется в радиочастотный сигнал TRF в РЧ тракте передатчика.
Приемная часть устройства состоит из радиочастотного (РЧ) тракта приемника, где осуществляется понижение частоты радиосигнала RRF до значения промежуточной частоты, квадратурного демодулятора, с помощью которого промежуточная частота преобразуется в несущую частоту принимаемого комплексного OFDM-сигнала, и демодулятора поднесущих, представленных действительной (RI) и мнимой (RQ) составляющими
Рисунок 4.1. Структурная схема приемопередатчика OFDM-сигнала.
МОДУЛЯТОР
ПОДНЕСУЩИХ
КВАДРАТУРНЫЙ
МОДУЛЯТОР
РЧ ТРАКТ
ПЕРЕДАТЧИКА
РЧ ТРАКТ
ПРИЕМНИКА
КВАДРАТУРНЫЙ
ДЕМОДУЛЯТОР
ДЕМОДУЛЯТОР
ПОДНЕСУЩИХ
RRF
TRF
TIF
RIF
TI
TQ
RI
RQ
T
R

22 комплексного OFDM-сигнала. Результатом демодуляции является поток принимаемых данных R.
На приведенной схеме не показаны встроенные генераторы – гетеродины, с помощью которых осуществляются преобразования частоты как в передающей, так и в приемной части устройства. Частоты гетеродинов определяют соотношения между несущей частотой OFDM-сигнала, промежуточной частотой и частотой радиосигнала. В современных приемопередатчиках функции гетеродинов выполняют, как правило, синтезаторы частоты.
Для определения основных характеристик разрабатываемого приемопередатчика используем исходные данные – рабочую частоту радиоканала
25
,
5

RF
f
ГГц, ширину полосы радиоканала
128


RF
f
МГц, относительную длительность защитного интервала (циклического префикса)
25
,
0

q
и время многолучевости радиоканала
05
,
0


мкс. Время многолучевости определяет диапазон возможных задержек копий передаваемого сигнала в радиоканале. Длительность защитного интервала должна быть не менее времени многолучевости:

k
T
g

,
(4.1) где
k
- коэффициент запаса, выбираемый с учетом характера распределения вероятностей случайного времени задержки сигнала в радиоканале.
Принимая
5

k
, определяем
25
,
0

g
T
мкс.
Длительность
u
T активной (информационной) части OFDM-символа определяется заданным значением относительной длительности защитного интервала:
g
T
T
g
u

(4.2)
Подставляя в данную формулу значения
g
и
g
T , получаем:
1

u
T
мкс.

23
Длительность символа
OFDM-сигнала определяется суммой длительности его активной части и защитного интервала:
g
u
s
T
T
T


;
25
,
1

s
T
мкс.
Длительность активной части OFDM-символа определяет, в свою очередь, разнос частот
f
 поднесущих OFDM-сигнала из условия их ортогональности:
u
T
f
1


;
1

f
МГц.
Полученное значение определяет минимальную возможную частоту поднесущей:
1
min


 f
f
МГц. Максимально возможная частота max
f
поднесущей должна быть кратной значению
f
f


min и одновременно не может превышать заданного значения
128


RF
f
МГц. Отсюда следует, что
128
max

f
МГц. Максимальное количество ортогональных поднесущих, которые можно использовать для формирования символа OFDM-сигнала определяется отношением
f
f
N


max c
,
128

c
N
Скорость передачи OFDM-символов определяется их длительностью:
s
s
T
R
1

,
6 10 8
,
0 

s
R
с
-1
. Скорость же передачи данных
T
R
зависит не только от скорости передачи символов, но и от числа M позиций квадратурной амплитудной манипуляции (QAM), используемой для модуляции поднесущих:
M
N
R
R
c
s
T
2
log

,
(4.3) где значение
M
2
log определяет число бит информации, передаваемой с помощью одной поднесущей каждого OFDM-символа.
Результаты расчетов скорости
T
R
передачи данных при использовании различных видов QAM сведены в таблице 4.1.

24
Таблица 4.1
M
4 16 64 256 log
2
M
2 4
6 8
R
T
,
Мбит/c
204,8 409,6 614,4 819,2
Число позиций используемой QAM при расчетах скорости передачи данных ограничено максимальным значением, равным 265. Это связано с тем, что поданным литературных источников при применении амплитудной манипуляции с большим числом уровней требование к каналу передачи по отношению «сигнал-шум» (SNR) становится трудновыполнимым. Например, при
512

M
и значении коэффициента символьных ошибок не более 10
-3
значение SNR должно составлять не менее 40 дБ.

25 5. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ
ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКА
Функциональная схема разрабатываемого устройства представлена на рисунке 5.1. Его передающая часть содержит источник потока данных IN, который преобразуется в параллельный код с помощью демультиплесора S/P.
Количество элементов формируемого с помощью демультиплексора параллельного бинарного кода определяется произведением числа поднесущих в составе OFDM-символа и числа бит, используемых для QAM каждой поднесущей. Например, при использовании 64-QAM для управления модуляцией 64-х поднесущих необходимо использовать 384-элементный код.
Элементы параллельного кода преобразуется в OFDM-символ с помощью цифрового процессора обратного быстрого преобразования Фурье
IFFT.
Для уменьшения влияния многолучевого распространения радиосигнала информативная часть символа дополняется циклическим префиксом, который, выполняя функцию защитного интервала, не ухудшает спектральные характеристики OFDM-сигнала. В частности, добавление циклического префикса увеличивает длительность символов и, следовательно, уменьшает скорость их передачи, однако не приводит к увеличению эффективной ширины спектра OFDM-сигнала и не требует расширения полосы пропускания радиоканала.
Результатом IFFT являются комплексные отсчеты активной части
OFDM-символа, число
N
которых равно размерности IFFT. Данное число определяется частотой дискретизации, которая должно удовлетворять теореме Котельникова, и длительностью активной части OFDM-символа:
u
T
f
N
max
2

(5)
Из данного выражения следует, что при значениях
128
max

f
МГц и
1

u
T
мкс требуется не менее чем 256-точечное IFFT, а соответствующая частота дискретизации
T
f
символа должна не менее чем в два раза