ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 09.11.2023
Просмотров: 248
Скачиваний: 2
ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ВЫПУСКНАЯКВАЛИФИКАЦИОННАЯ РАБОТА
(бакалаврская работа)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
«Работа допущена к защите»
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г. уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Дата
Москва, 2021
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ЗАДАНИЕ
НА ВЫПУСКНУЮ КВАЛИФИКАЦИОННУЮ РАБОТУ
(бакалаврскую работу)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г.
уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Место выполнения работы ФГБОУ ВО «НИУ «МЭИ», кафедра
Промышленной электроники
3
СОДЕРЖАНИЕ РАЗДЕЛОВ ЗАДАНИЯ И ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ
Разработать преобразователь постоянного напряжения с двумя линейными трансформаторами
Входное напряжение: 200В +/- 10%.
Номинальное выходное напряжение: 60В +/- 0.5%.
Диапазон регулирования: 50В - 70В.
Коэффициент пульсации выходного напряжения: 0,2В.
Минимальное значение потребляемого тока: 2А.
Максимальное значение потребляемого тока: 15А.
На выходе преобразователя использовать высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и LC-фильтр.
Нагрузка резистивная.
Частота коммутации 200 кГц.
ПЕРЕЧЕНЬ ГРАФИЧЕСКОГО МАТЕРИАЛА
Количество листов
Количество слайдов в презентации
РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА
1.Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника» Москва. Техносфера. 2005 г.
2. Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3. Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4. Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва. «МЭИ». 2007 г.
5. Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6. Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
Примечания:
1. Задание брошюруется вместе с выпускной работой после титульного листа (страницы задания имеют номера 2, 3).
2. Отзыв руководителя, рецензия(и), отчет о проверке на объем заимствований и согласие студента на размещение работы в открытом доступе вкладываются в конверт
(файловую папку) под обложкой работы.
4
СОДЕРЖАНИЕ
Введение
5 1.
Силовая часть преобразователя
6 1.1.
Выбор силовой схемы преобразователя
6 1.2.
Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
8 1.3.
Регулировочная характеристика
13 1.4.
Расчет элементов силовой части
14 1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
14 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
15 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
17 1.5.
Выбор компонентов
19 2.
Разработка системы управления преобразователем напряжения
20 2.1.
Требования к системе управления
20 2.2.
Выбор системы управления преобразователем
21 2.3.
Структура системы управления
24 2.4.
Расчет генератора запускающих импульсов
25 2.5.
Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
28 2.6.
Расчет усилителя ошибки
32 2.7.
Расчет компаратора
37 2.8.
Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП транзисторов
39 2.9.
Индикация режимов
43
Заключение
47
Список использованных источников
48
5
ВВЕДЕНИЕ
Преобразователь постоянного напряжения – электронный прибор, изменяющий величину входного сигнала. Он может использоваться в качестве устройства, повышающего или понижающего его значение.
Преобразователи напряжения находят применение как в виде автономного устройства, питающего потребителей энергией постоянного тока, так и могут быть источниками бесперебойного питания.
Двухтрансформаторные мостовые схемы известны достаточно давно.
Отличительная особенность двухтрансформаторной схемы рассмотренной в данной работе состоит в том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. На выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству.
Система управления ключами, как правило, имеет гальваническую развязку с силовой частью преобразователя и расположена на стороне высокого напряжения, активные переключающие элементы с драйверами также находятся на стороне высокого напряжения. С целью обеспечения высокой степени изоляции между низкой и высокой стороной напряжения актуальной задачей является применение гальванической развязкисистемы управления от низкой стороны напряжения.
6 1.
СИЛОВАЯ ЧАСТЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
1.1. Выбор силовой схемы преобразователя
При большом отличии значений напряжения источника питания от выходного напряжения, применяют преобразователи напряжения, в которых трансформаторы работают на повышенной частоте.
Применение трансформаторов позволяет осуществить гальваническую развязку входных и выходных цепей.
В схеме можно выделить два преобразователя: преобразователь на транзисторах, преобразующий постоянный ток в переменный, и выпрямитель на диодах, выпрямляющий переменный ток, который создается на вторичных обмотках. На выходе выпрямителя включен фильтр, сглаживающий пульсацию выходного напряжения. Регулирование выходного напряжение осуществляется изменением коэффициентов заполнения включенного состояния ключей преобразователя напряжения. Структура преобразователя представлена на рис.1.1.
Рис.1.1 Структурная схема преобразователя
Схема может быть выполнена в виде однотактного или двухтактного преобразователя. Применение однотактной схемы ограничивается областями малых мощностей и невысоких требований к удельным массогабаритным показателям преобразователя. Двухтактный преобразователь работает в симметричном режиме без подмагничивания, в отличие от однотактного. С
7 другой стороны, двухтактные преобразователи характеризуются повышенной сложностью силовой части и системы управления.
Выбор схем двухтактных преобразователей и выпрямителей зависит от уровня напряжения на первичной и вторичной сторонах преобразователя.
При высоких напряжениях источника питания предпочтение отдается полумостовым и мостовым схемам двухтактных преобразователей напряжения. В полумостовой схеме первичная обмотка одна, что упрощает изготовление этой схемы, но, с другой стороны, данная схема требует два источника питания на входе, что часто не применимо на практике. Данную проблему можно решить, используя конденсаторный делитель, что в свою очередь избавит нас от проблемы двух источников питания, но в то же время увеличит токи транзисторов в два раза. В мостовой схеме также только одна первичная обмотка, напряжение на запертом ключе не превосходит Uт=Uвх.
Трансформированное напряжение поступает на неуправляемый выпрямитель. Он может быть выполнен с помощью мостового преобразователя или схемы со средней точкой. В схеме со средней точкой содержится 2 диода, а в мостовой схеме их в 2 раза больше, что увеличивает массогабариты преобразователя. В мостовой схеме на запертом диоде приложено напряжение вдвое меньше чем в схеме с нулевым выводом.
В любой момент времени в мостовой схеме проводят ток два диода, а в схеме со средней точкой только один диод, то есть при одном и том же токе потери в диодах в схеме со средним выводом в 2 раза меньше. Применяя схему с нулевым выводом, можно использовать меньшее количество диодов, что уменьшает габариты преобразователя.
Выпрямитель может быть выполнен по схеме с нулевым выводом, если значения выходных напряжений малы, в остальных случаях возможно применение мостовой схемы. С другой стороны, в мостовой схеме вдвое большее число диодов, что увеличивает стоимость преобразователя.
Выбираем схему выпрямления с нулевым выводом.
8 1.2. Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
Рис.1.2 Принципиальная схема преобразователя
Оба трансформатора имеют одинаковую конструкцию и выполняют функцию дросселей, поэтому на выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству. Принцип работы основан на том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. Аналогично изменяется и магнитодвижущая сила F, так как трансформатор линейный.
При анализе предполагается, что силовые трансформаторы выполнены одинаково, их обмотки не имеют индуктивности рассеяния, силовые транзисторы и диоды ведут себя как идеальные ключи, индуктивности намагничивания силовых трансформаторов линейны и приведены к первичным обмоткам, выходной конденсатор — неограниченно большой емкости.
Проведем расчет основных процессов, происходящих в данном преобразователе, которые позволяют выбрать элементы силовой схемы.
9
Пусть T1, T4 замыкаются (D1 проводит, D2 закрыт) в течение0 < ???? <
????????
2
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Тогда
????????21 = −????вых
????????11 = −
????вых
????
где n – коэффициент трансформации
????????12 = ???? −
????вых
????
????????22 = ???? ∙ ???? − ????вых
Отсюда видно, что магнитный поток уменьшается в Tr1 и увеличивается в Tr2(трансформатор Tr1 отдает энергию, а трансформатор
Тr2 накапливает). Ток течет по обмоткам: w
1-1
, w
1-2
, w
2-1
Уравнение для МДС:
Tr1:
−????1 ∙ ????11 + ????
????21
∙ ????21 = ????1
Tr2:
????1 ∙ ????12 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????????21:
????
????21
=
????1 + ????
????11
????21
=
????1 + ????1 ∙ ????11
????21
Примем:
????11 = ????12 = ????1
10
????21 = ????22 = ????2
Тогда:
????
????21
=
????1 + ????2
????2
В данном интервале трансформатор Тр1 передает энергию на выход,
Тр2 работает как дроссель, сдерживая нарастание тока в первичной цепи.
На следующем интервале времени
????????
2
< ???? <
????
2
все транзисторы закрыты. Начинает проводить D2, одновременно с D1.
????
????21
= −????вых
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????
????21
∙ ????2 = ????1
Tr2:
????
????22
∙ ????2 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????2:
????2 = ????
????21
+ ????
????22
=
????1 + ????2
????21
Следовательно, Tr1 и Tr2 отдают энергию, а значит, что магнитный поток уменьшается.
Далее открываются транзисторы VT2, VT3 . В течение
????
2
< ???? <
????
2
+
????????
2
D2 проводит, D1 – нет. Магнитный поток уменьшается в Tr2 и увеличивается в Tr1.
Тогда
????
????21
= ???? ∙ ???? − ????вых
????
????12
= −
????вых
????
????
????11
= ???? −
????вых
????
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????1 ∙ ????11 = ????1
11
Tr2:
−????1 ∙ ????12 + ????
????22
∙ ????22 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????
????22
:
????
????22
=
????1 + ????2
????2
На интервале ????/2 + ????????/2 < ???? < ???? транзисторы закрываются.
Начинает проводить D1, одновременно с D2, что повторяет интервал????????/
2 < ???? < ????/2, для которого
????2 =
????1 + ????2
????21
Таким образом, на каждом интервале регулирования ток во вторичной обмотке зависит только от магнитодвижущих сил обмоток, а точнее от изменения магнитных потоков в трансформаторах Tr1 и Tr2.
Найдем характер изменения магнитных потоков в явном виде.
Связь магнитного потока и напряжения:
????Ф
????????
=
????
????
Таким образом, для интервала 0 < ???? < ????????/2:
????Ф2
????????
= −
????вых
????2
????Ф1
????????
=
???? −
????вых
????
????1
Построим соответствующие осциллограммы для иллюстрации результата расчета.
12
Рис.1.3 Осциллограммы основных процессов преобразователя
13 1.3. Регулировочная характеристика
Рассмотрим уравнения вольт-секундного баланса:
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
= ????вых ∙ (
(1 − γ)T
2
+
T
2
)
????????
2
- время, когда магнитный поток увеличивается, идет накопление энергии.
(1−????)????
2
+
????
2
- время, когда магнитный поток уменьшается, идет вывод энергии.
Тогда регулировочная характеристика преобразователя будет выглядеть следующим образом:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Реальное выходное напряжение преобразователя в зависимости от управляющего сигнала получается меньше, чем предсказывает это соотношение. Основные причины — падение напряжения на открытых силовых транзисторах и диодах, печатных проводниках платы; влияние индуктивности рассеяния обмоток силовых трансформаторов.
Построим регулировочную характеристику:
Рис.1.4 Регулировочная характеристика преобразователя
14 1.4. Расчет элементов силовой части
1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
Коэффициент трансформации n, предельные значения коэффициента заполнения γ
min
и γ
max
определяются при использовании регулировочной характеристики преобразователя напряжения.
Полученная регулировочная характеристика позволяет сделать первое приближение при выборе n в самом тяжелом режиме – γ=γ
max
,
E=E
max
:
????
0
=
2????вых
????????????
????
????????????
∙ ????
????????????
Пусть максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
????
0
=
2 ∙ 70 В
0,8 ∙ 220 В
= 0,8
Определим минимальный коэффициент заполнения:
????
????????????
=
2????вых
????????????
????
0
∙ ????
????????????
∙=
2 ∙ 50 0,97 ∙ 180
= 0,57
15 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
Пульсации выходного тока определяются индуктивностью намагничивания силового трансформатора.
∆???? =
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
????
????
Пульсации тока в первичной и вторичной обмотке:
∆????
1
= I
1????????????
− I
1????????????
∆????
2
= I
2????????????
− I
2????????????
∆????
1
= ∆????
2
= ∆????
Тогда пульсации суммарного тока:
∆????
????
= ∆I
1
− ∆I
2
∙
γT
2
(1−γ)T
2
+
T
2
= ∆???? ∙
1 − ????
1 −
????
2
Коэффициент пульсации выходного напряжения: ΔUвых=0,2В.
Диапазон регулирования выходного напряжения: 50В - 70В.
Максимальное значение потребляемого тока Iвых мах
=15А, тогда пульсации в выходном фильтре не должны превышать величины:
∆????
????
≤
ΔUвых
Uвых min
Iвых
????????????
=
0,2В
50В
15А
= 0,06 А
Из регулировочной характеристики нам известно:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Тогда формула для пульсаций выходного тока примет вид:
∆????
????
=
???? ∙ ????(1 − ????) ∙
γT
2
????
????
Определим индуктивность намагничивания из формулы для нахождения ∆????
????
:
????
????
=
???? ∙ ???? ∙ (1 − ????) ∙
γ
2
∆????
????
∙ ????
16
????
????
=
0,8 ∙ 220В ∙ (1 − 0,57) ∙
0,57 2
0,06А ∙ 200 ∙ 10 3
Гц
= 1,8 мГн
Пусть количество витков на первичной стороне w
1
=10 витков.
????2 = ???? · ????1 = 0,8 · 10 = 80 витков
ОпределимLmag по формуле:
???????????????? =
????
????
????2 2
=
1,8 80 2
= 2,8 ∙ 10
−4
мГн
17 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
Теперь снимем допущение о том, что пульсации на выходном конденсаторе бесконечно малы. Ток в конденсаторе фильтра С
ф
— это ток, определяемый как переменная составляющая тока I
2
Рис.1.5 Осциллограммы тока и напряжения на конденсаторе фильтра
Амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе
С
ф определяется средним током заряда за четверть периода T.
Переменная составляющая напряжения на конденсаторе:
????
= ∆????вых =
∆????
????
4
∙
????
4
????
=
∆????
????
16 ∙ ???? ∙ ????
Отсюда найдем емкость конденсатора:
???? =
0,06 16 ∙ 0,2В ∙ 200 ∙ 10 3
= 93,75 нФ
18
Таким образом, согласно данному расчету, при полученных значениях индуктивности намагничивания и емкости фильтра пульсации напряжения на выходе должны быть меньше требуемых.
19 1.5. Выбор компонентов
Напряжение на запертом транзисторе определяется из исходной схемы и не превосходит напряжения питания Е.
????кэ ≤ ????
????????????
= 220 В
Выбираем МДП транзисторы типа
КП440:
Vси max
=500В
Ic=30А
td(on)= 25 нс
td(off)= 275 нс
tf =175 нс
tr=20 нс
Rjc =0,75 ˚C/Вт
Напряжение на запертом диоде U
D определяется из исходной схемы.
Выбираем диод типа Her106 фирмы ST Microelectronicsс параметрами:
Vобр max
=600 В, Iобр max
=5 мкА, tвосст =70 нс.
Следует учитывать выброс на диоде при его запирании. Независимо от типа диода (диод с p-n переходом или диод Шоттки) выброс будет тем больше, чем больше индуктивность рассеяния силового трансформатора.
Полученные значения параметров Cф и Lmag округляем до ближайших согласно ряду номиналов конденсатора и индуктивности.
C
фрасч
=93,75 нФ, ближайший номинал конденсатор полипропиленовый
К73-17 имп, 0.1 мкФ, 100 В, 5%, POLYESTER BOXED, B32529C1104J000,
Конденсатор металлопленочныйСф=100нФ.
Максимальное рабочее напряжение 100В.
???????????????? = 2,15 ∙ 10
−4
мГн
, ближайший номинал постоянной индуктивности серии FCUL0624-H-R22M=P3, Wirewound Inductor, 220 нГн,
0.001498 Ом, I
макс dc
=24 А,Lmag= 0,22 мкГн.
Активное сопротивление R
L
= 0,0015Ом.
Рабочая температура T = -40…125˚C.
20 2.
РАЗРАБОТКА СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ
НАПРЯЖЕНИЯ
2.1. Требования к системе управления
Требования к системе управления такие: считаем, что СУ – идеальная.
Система управления предназначена для генерирования управляющих импульсов на частоте 200 кГц, заданной величины, формы, с целью регулирования параметров преобразователя в соответствии с управляющим сигналом.
В соответствии с регулировочной характеристикой мы знаем, что величина выходного напряжения прямо пропорциональна изменению коэффициента заполнения ???? и входного напряжения E. Выходное напряжение может изменяться от 59,7 до 60,3 В, а напряжение на входе имеет разброс от 180 до 220 В. Коэффициент заполнения будет изменяться от
0,8 до 0,65, мы будем регулировать напряжение на нагрузке.
Также необходимо следить за тем, чтобы точность поддержания среднего уровня выходного напряжения была не менее +- 0,5%. При этом при увеличении выходного напряжения должно происходить уменьшение коэффициента заполнения, а при уменьшении выходного напряжения - увеличение коэффициента гамма.
В техническом задании также указаны максимальный и минимальный токи нагрузки (2 и 15А). При выходе за эти рамки должен подаваться сигнал на индикаторы.
Структурная схема системы управления представлена на Рис.2.1.
Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента. Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.
21 2.2. Выбор системы управления преобразователем
В зависимости от используемой элементной базы системы управления выполняются аналоговыми, цифровыми и цифро-аналоговыми. Аналоговые регуляторы реализуются на основе операционных усилителей, цифровые - на основе специализированных вычислительных устройств или микропроцессоров. Аналоговые регуляторы АР преобразуют только аналоговые сигналы, являющиеся непрерывными функциями времени. Для реализации
АР операционный усилитель включается по схеме суммирующего усилителя с отрицательной обратной связью.
Аналоговая система управления наиболее проста в производстве, что даёт ей низкую стоимость.
Она характеризуется отсутствием дополнительных преобразований в цифровой сигнал, что даёт ей большее быстродействие по сравнению с цифровой. Она обладает устойчивостью к электромагнитным помехам, стабильностью работы при низких и высоких температурах окружающей среды, без каких-либо дополнительных климатических установок.
Цифровая система управления обладает возможностью изменения логики работы при помощи перепрошивки программы, что невозможно в аналоговой СУ без замены платы управления, изменения коэффициентов, динамических характеристик программным путём. Но также наряду с достоинствами она обладает такими недостатками, как помехонеустойчивость, невозможность функционирования при низких и высоких температурах окружающей среды без климатической системы контроля.
Существует несколько распространенных типов аналоговых систем управления на основе регуляторов, таких как П-регулятор, И-регулятор и различные типы их вариаций.
Принцип действия пропорционального регулятора заключается в том, что регулятор вырабатывает управляющее воздействие на объект
22 пропорционально величине ошибки (чем больше ошибка, тем больше управляющее воздействие). Структурная схема П-регулятора представлена на рис.2.1. Данный регулятор обладает практически мгновенным быстродействием, время реагирования на отклонение исходного напряжения от опорного значения определяется звеньями, которые входят в состав пути передачи сигнала от датчика напряжения до силовой части преобразователя.
Но, с другой стороны, слишком быстрая и сильная реакция на изменение напряжения может привести к выходу преобразователя из устойчивого режима работы. П-регулятор будет регулировать напряжение с некоторой заданной точностью, это означает, что напряжение ошибки никогда не будет равно нулю.
Рис.2.1. Схема пропорционального регулятора
Интегрирующий регулятор вырабатывает управляющее воздействие пропорционально интегралу от ошибки. Структурная схема интегрального регулятора представлена на рис.2.2. У И-регулятора быстродействие определяется интегрирующей цепью, то есть резистором и конденсатором, входящими в состав интегратора. Он обладает худшим по сравнению с П- регулятором быстродействием, но, с другой стороны, напряжение ошибки стремится к нулю, что улучшает точность регулирования. Также система управления такого типа более устойчива.
23
Рис.2.2. Схема регулятора интегрального типа
Наиболее распространена цифровая схема управления на основе регулятора последовательного приближения. Структурная схема такого регулятора представлена на рис.2.3. Регулятор последовательного приближения состоит из двух счетчиков СТ1 и СТ2, первый тактируется от генератора большой частоты, примерно в 10 раз больше частоты второго генератора. Таким образом, первый счетчик является цифровым ГЛИНом, второй управляющим сигналом. Второй счетчик считает вверх, пока напряжение с датчика напряжения не достигнет значения опорного, затем он считает вниз. Быстродействие данного регулятора зависит от амплитуды сигнала датчика напряжения и частоты тактирования сигнала управления.
Рис.2.3. Схема регулятора последовательного приближения
24 2.3. Структура системы управления
Рис.2.4. Структурная схема системы управления
Сигналы снимаются датчиками тока ДТ и напряжения ДН с нагрузки.
Сигнал с датчика напряжения ДН подается на усилитель ошибки УО, который сравнивает его с опорным напряжением и подает усиленный сигнал на компаратор К. Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Сигнал с ГЛИН подается на второй вход компаратора. В момент сравнения усиленного сигнала с УО и с ГЛИН компаратор К вырабатывает импульс, подающийся на формирователь импульсов ФИ. ФИ формирует сигнал, который при увеличении выходного напряжения должен уменьшать коэффициент заполнения, а при уменьшении выходного напряжения – увеличить.
Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых режимов.
25 2.4. Расчет генератора запускающих импульсов
Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Напряжение питания таймера +15V, ток потребления 10 мА. Принципиальная схема генератора представлена на
Рис.2.5.
Рис.2.5. Схема генератора
Мультивибратор — это генератор импульсов прямоугольной формы.
Мультивибратор выполняет функцию задающего генератора, формирующего запускающие входные импульсы для последующих узлов.
Автоколебательный режим создается благодаря подключению времязадающей цепи. Рабочий цикл таймера в режиме мультивибратора определяется суммарным временем заряда конденсатора С1 от U
пит
/3 до
2U
пит
/3 и временем разряда от 2U
пит
/3 до U
пит
/3. Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.6.
26
Рис.2.6. Временные диаграммы работы мультивибратора
Частота коммутации ключей 200 кГц. С мультивибратора поступают короткие запускающие ГЛИН импульсы, поэтому примем время импульса
300 нс. Период коммутации ключей ???? = 1/???? = 5 мк????, значит период работы мультивибратора в 2 раза меньше. Возьмем время импульса достаточное для мертвого времени:
????
и
= 0,5 мкс
Тогда время паузы:
????
п
= ???? − ????
и
= 2 мкс
Заряд конденсатора:
Постоянная времени зарядки конденсатора С
1
:
???? = С
1
∙ ????
2
Уравнение заряда конденсатора С
1
(с уровня 1/3U
пит до уровня 2/3U
пит
):
????
????
(????) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????
????
2
????
1
⁄
)
????
????
(????
и
) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????и
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????и
????
2
????
1
⁄
) = 2Uпит/3
Время импульса:
????
и
= ????
2
????
1
ln
Uпит −
1 3
Uпит
Uпит −
2 3
Uпит
= ????
2
????
1
ln 2 = 0,5 мкс
27
Разряд конденсатора:
Постоянная времени разряда конденсатора С
1
равна:
????р = ????
1
????
1
Уравнение разряда конденсатора С
1
(уровня 2/3U
пит до уровня 1/3U
пит
):
????
????
(????) =
2 3
Uпит ∙ ????
−τр
????
1
????
1
⁄
????
????
(????
п
) =
2 3
Uпит ∙ ????
−????п
????
1
????
1
⁄
= Uпит/3
Время паузы, поступающей на конденсатор С
1
:
????
п
= ????
1
????
1
ln (
2 3
Uпит
1 3
Uпит
) = ????
1
????
1
ln 2 = 2 мкс
Найдем отношение номиналом резисторов R
1
,R
2
:
????
п
????
и
=
????
1
????
2
=
2 0,5
= 4
Примем R
2
=1 кОм, тогда R
1
=4 кОм.
Рассчитаем емкость конденсатора С
1
из формулы нахождения времени паузы:
????
п
= ????
1
????
1
ln 2 → ????
1
=
????
п ln 2 ∙ ????
1
=
2 ∙ 10
−6
ln 2 ∙ 4 ∙ 10 3
= 0,72 нФ
Выбираем Конд.кер.диск.К10-7В С=820 пФ,U
max
= 50В,+/-10%
28 2.5. Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
Генератор линейного изменяющегося напряжения (ГЛИН) — импульсное устройство, в выходном напряжении которого имеется участок, линейно изменяющийся во времени. Схема ГЛИН показана на Рис.2.7.
Рис.2.7. Схема ГЛИН
Схема состоит из времязадающего конденсатора С
2
, операционного усилителя и транзисторного ключа VT
1
. Выбираем операционный усилитель
140УД7, напряжение питания ±15V, ток потребления 3,5 мА. На вход транзисторного ключа подается последовательность прямоугольных импульсов с заданным интервалом между импульсами и длительностью.
Принцип получения пилообразного напряжения заключается в медленном заряде (или разряде) конденсатора через большое сопротивление во время прямого хода и в быстром его разряде (или заряде) через малое сопротивление во время обратного хода.
29
Если постоянная времени заряда достаточно большая, т.е. существенно больше периода следования прямоугольных импульсов, напряжение на конденсаторе нарастает линейно.
Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.8.
Рис.2.8. Временные диаграммы работы ГЛИН
Выходное напряжение ГЛИН - напряжение, усиленное операционным усилителем. Операционный усилитель охвачен положительной обратной связью (R4, R5) и отрицательной обратной связью (R6,R7). Обеспечение быстрого обратного хода осуществляется за счет быстрого разряда конденсатора С
2
током коллектора VT
1
Максимальный допустимый ток базы биполярного транзистора n-p-n–
КТ315Б I
бmax
=2 мА. Отсюда найдем сопротивление резистора R
3
????
3
=
Uпит
Iб
max
=
15 2
= 7,5кОм
Запишем уравнение изменения напряжения на участке обратного хода:
????
????2
(????) = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????
????
Отсюда найдем:
30 0 = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????о
????
2
????
????2
????????????
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
2
∙ ????
3
Отсюда найдем емкость конденсатора С
2
. Возьмем время обратного хода возьмем 10% от времени импульса.
????о = 0,05 мкс
ДляVT1:
????
????????1
????????????
= 50
Приняв U
cmax
=5В, найдем С
2
:
????
2
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
3
∙ ????
????2
????????????
= 0,05 ∙ 10
−6
∙ 50 ∙
15 7,5 ∙ 10 3
∙ 5
= 1 нФ
Выбираем
Кер.чип.конд.
0402
X5R
1нФ
16В
10%,
GRM155R61C102KA01D. С=1 нФ, Uраб=16 В.
На интервале t пр прямого хода операционный усилитель работает в линейном режиме. Для цепи обратной связи можно записать уравнение:
????
вых
= ????
????
∙
????
6
+ ????
7
????
6
Можно записать выражение для тока цепи обратной связи по неинвертирующему входу:
???????? =
???????? − ????
????2
????
4
−
????
????2
− ????
выхМВ
????
5
Зная, что ic =
Cduc dt
, запишем: duc
2
dt
+
????
????2
С
(
1
????
4
−
????
7
????
6
????
5
) =
1
С
2
????????
????
4
Если
1
????
4
<
????
7
????
6
????
5
кривая U
c2
вогнутая, если
1
????
4
>
????
7
????
6
????
5
- выпуклая, если
1
????
4
=
????
7
????
6
????
5
то U
c2
– линейная прямая.
Решив это уравнение, найдем функцию изменения напряжения на конденсаторе С
2
:
31
????
????2
(????) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????
Отсюда найдем R
4
:
????
????2
????????????
(????пр) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????пр → ????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
Зная, что tпр = ????
п
= 2 мкс:
????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
= 15 ∙
2 ∙ 10
−6 1 ∙ 10
−9
∙ 5
= 6 кОм
Так как необходимо выполнение условия
1
R
4
=
R
7
R
6
R
5
, примем:
R
4
= R
6
= 6 кОм
R
7
= R
5
Пусть U
выхmax
=10 В. Тогда запишем соотношение сопротивлений R
4
, R
5:
R
7
R
6
=
????
вых
????????????
????
????2
????????????
− 1 =
10 5
− 1 = 1
R
7
= 1 ∙ R
6
= 6 кОм
32 2.6. Расчет усилителя ошибки
Схема усилителя ошибки представлена на Рис.2.9.
Рис.2.9. Схема усилителя ошибки
На один вход усилителя ошибки подается напряжение с источника опорного напряжения Uоп, на другой вход подается напряжение с датчика напряжения нагрузки Uдн.
Выбираем датчик напряжения на основе эффекта Холла LV25-P. Схема датчика напряжения представлена на рис.2.10. Он обладает такими достоинствами как гальваническая развязка, высокой точностью, может работать на постоянном и переменном напряжении.
Нагрузка преобразователя оказывается гальванически развязана с системой управления.
Рис.2.10. Схема датчика напряжения
33
Во внешней цепи стоит резистор Rдн для образования контура протекания тока через датчик. Величина этого резистора выбирается исходя из номинального входного тока датчика 10 мА.
????
дн
=
????
н
????????????
????дн
=
70 10
= 7кОм
Для преобразования выходного тока в напряжение используется нагрузочный резистор R
нг
. Коэффициент преобразования датчика равен
I
вых
/I
вх
=2,5. Пусть R
нг
=17,5 кОм.
Тогда напряжение на выходе датчика при максимальном и минимальном напряжении нагрузки:
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 70 2,5 ∙ 7
= 70 В
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 50 2,5 ∙ 7
= 50 В
Если на нагрузке напряжение будет отличным от опорного, то на выходе появится разница напряжений или напряжение ошибки. Выбираем в качестве операционного усилителя микросхему 140УД7, напряжение питания ±15V, максимальный ток потребления 6 мА.
Минимальный и максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
,
????
????????????
= 0,57
Напряжение на выходе ГЛИН максимально возможно:
????
вых
????????????
= 10 В
Напряжение на выходе ГЛИН изменяется по закону:
????
вых глин
= ????
вых
????????????
∙
????
????
Тогда в момент t=t и в момента сравнения двух уровней ????
УО
и ????глин произойдет срабатывание компаратора, который вырабатывает импульс включающий систему формирователя импульсов транзисторов:
????
УО
= ????
вых
????????????
∙ ????
и
/????
Таким образом, коэффициент заполнения можно выразить через напряжение усилителя ошибки и напряжение на выходе ГЛИН:
34
???? = ????
УО
/????
вых
????????????
Найдем напряжение на выходе усилителя ошибки для случая максимального и минимального коэффициента заполнения:
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,8 ∙ 10 = 8 В
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,57 ∙ 10 = 5,7 В
По заданию диапазон регулирования при E=200 В50В - 70В +/- 0.5%.
Таким образом, при Uн=70 В коэффициент заполнения γ= γ
max
, при Uн=50 В коэффициент заполнения γ= γ
min
. Отобразим это на рис.2.11.
Рис.2.11. Зависимость напряжения на выходе усилителя ошибки от напряжения нагрузки в номинальном режиме
Среднее значение напряжения на выходе усилителя:
????
УО
=
????
УО????????????
+ ????
УО????????????
2
= 6,85 В
Пусть опорное напряжение равно U
оп
= 9,4 В.
Зная напряжение обратной связи U
ос
, подберем номиналы резисторов делителя R
8
, R
9
. Напряжение нагрузки с напряжением с делителя связаны соотношением:
????
ос
= ????
дн
∙
????
9
????
8
+ ????
9
35
Для номинального режима при U
н
=60 В зная отношение значений этих напряжений, найдем сопротивление резисторов делителя:
????
ос
????
дн
=
9,4 60
=
????
9
????
8
+ ????
9
= ????
дел
Пусть R9=0,1 кОм, тогда R8=0,54 кОм.
Для случая E=220 В найдем напряжение на выходе блока усилителя ошибки. Регулировочная характеристика имеют следующий вид:
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
Тогда напряжение нагрузки в этом режиме:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,685 2
= 60,3 В
Напряжение обратной связи:
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 60,3 ∙ 0,157 = 9,47 В
Гамма должна уменьшиться до минимального значения, чтобы напряжение на выходе спало. Напряжение усилителя ошибки при минимальном коэффициенте заполнения равно U
УО
= 5,7 В.
Напишем соотношение для напряжения на выходе блока U
УО
:
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4 (1 +
????
12
????
10
) − 9,47 ∙
????
12
????
10
= 5,7 В
????
12
????
10
= 52,9
Тогда напряжение на нагрузке станет:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,57 2
= 50,16 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть Е=180 В.
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,685 2
= 49,3 В
36
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 49,3 ∙ 0,157 = 7,74 В
Гамма должна увеличиться до максимального значения, чтобы напряжение на выходе увеличилось.
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4(1 + 52,9) − 7,74 ∙ 52,9 = 97,2 В
Напряжение на выходе операционного усилителя не может превышать напряжение питания, поэтому:
????
УО
= 15 В
Таким образом, при таком режиме коэффициент заполнения стремится к 1, но ограничен сверху мертвым временем 0,5 мкс, что соответствует коэффициенту заполнения ???? = 0,9 . Тогда напряжение нагрузки станет равным
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,9 2
= 64,3 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть R10=1 кОм, тогда R12=52,9 кОм.
Рассчитаем значение резистора ????
11
. Для этого выберем стабилитрон
VD1. Напряжение стабилизации U
ст
=U
пит
-U
оп
=15-9,4=5,6 В. Выбираем стабилитрон BZV55C5V6U
ст
=5,6 В при I
ст
=5мА. Для тока стабилизации запишем соотношение:
????
ст
=
????
пит
− ????
ст
????
11
Отсюда найдем сопротивление резистора R11:
????
11
=
????
пит
− ????
ст
????
ст
=
15 − 5,6 5 ∙ 10
−3
= 1,88 кОм
37 2.7. Расчет компаратора
Схема компаратора представлена на рис.2.12.
Рис.2.12. Схема компаратора
Выбираем в качестве компаратора микросхему 521CA3. На один вход компаратора подается сигнал с ГЛИН, на второй вход сигнал с выхода усилителя ошибки. На входе компаратора происходит сравнение двух сигналов и в момент срабатывания компаратор вырабатывает импульс, выключающий формирователь импульсов, отпирающих и запирающих транзисторы. Так как осуществляется отрицательная обратная связь по выходному напряжению, то при увеличении выходного напряжения происходит уменьшение коэффициента заполнения. И, наоборот, при уменьшении напряжения нагрузки происходит увеличение коэффициента ????.
Соответствующие диаграммы работы блока представлены на Рис.2.13.
38
Рис.2.13. Диаграммы работы компаратора
При напряжении питания E=220 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= −15 В. Уровень сравнения компаратора равен -15В, что соответствует нулевому коэффициенту заполнения. Таким образом, при достижении напряжении питания 220 В, транзисторы не проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке уменьшается.
При напряжении питания E=180 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= 15 В. Уровень сравнения компаратора равен 15В, что соответствует максимальному коэффициенту заполнения, то есть транзисторы проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке возрастает.
39 2.8. Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП –
транзисторов
Осциллограммы основных процессов преобразователя представлены на рис.1.3. Силовые ключи 1,4, а также 2,3 управляются в противофазе.
С компаратора сигнал поступает на формирователь импульсов ФИ.
Задача ФИ разделить импульсы на два входа управления для ключей 1,4 и ключей 2,3. Это реализуется с помощью Т-триггера, сигналом тактирования которого будет сигнал с выхода компаратора. Схема ФИ представлена на рис.2.14. В качестве Т-триггера выбираем микросхему К555ТМ2, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8мА. В качестве логического элемента ‘И’ выбираем микросхемы К555ЛИ1, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8,8 мА.
Рис.2.14. Схема формирователя импульсов
Осциллограммы работы блока представлены на рис.2.15.
Рис.2.15. Временные диаграммы работы блока ФИ
40
Сигналы 1,4 – это сигналы управления ключами Т1, Т4, сигналы 2,3- сигналы управления ключами Т2, Т3. Они поступают на драйвер силовых
МДП транзисторов. Быстродействующие драйверы, способные управлять как нижними, так и верхними ключами, выпускаются серийно. Нам необходим драйвер высоковольтных, высокоскоростных
МДП-транзисторов с независимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Выберем драйвер IR2101, напряжение питания +15V. Сигналы 1,2 и 3,4 на драйвер.
Схема драйвера представлена на рис.2.16. У драйвера общая с силовыми ключами земля.
Рис.2.16. Схема драйверов правого и левого плеча
Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO. При подаче напряжения LIN на выходе LО формируется потенциал VCC, что приводит транзистор Т2 в режим
41 насыщения. Потенциал VS становится связанным с нулем, бутстрепная емкость Cб начинает заряжаться, по контуру VСС-VD2-Cб-T2-COM начинает протекать ток заряда конденсатора.
После снятия сигнала с LO, через время, равное минимально t dt
, подается сигнал с НО. С потенциалом VS объединяется отрицательно заряженный электрод Сб, то есть отрицательный электрод подключается к истоку Т1. Положительный электрод конденсатора Сб соединен с выходом
НО. Энергия из бутстрепной емкости начинает поступать через затворный резистор в затворную емкость транзистора Т1. Транзистор включается.
Для выключения транзистора Т1 драйвер внутренними средствами размыкает выводы VB и НО и подключает НО к VS. Образуется контур для разряда затворной емкости транзистора Т1: Затвор-R13-HO-VS-Исток.
Диоды VD2, VD3 должны быть высоковольтными, так как на катоде этих диодов падает напряжение Uк=E200В, на анодах напряжение питания драйвера Uа15В. Также диод должен работать с частотой коммутации ключей 200кГц. Выберем диод BYG20G-E3\Tr с временем восстановления
75нс. Максимальное обратное напряжение 400 В.
Для регулирования скорости переключения силового ключа подключение драйвера к затвору транзистора обязательно осуществляется через затворный резистор.Затворный резистор расположен в цепи между драйвером силового транзистора и затвором самого транзистора. Выходными сигналами драйвера являются сигналы, совместимые как с ТТЛ, так и с
КМОП логикой. Примерный диапазон затворных резисторов 10-100 Ом.
Микросхема драйвера имеет максимальный выходной ток 210 мА. Если ток затвора при открытии/закрытии ключа превысит значение максимального выходного тока, то драйвер может выйти из строя, поэтому, в данном случае, затворный резистор ограничит выходной ток драйвера. Рассчитаем затворный резистор:
????
????
=
Uвых
Iвых max
=
20 0,210
= 95 Ом
42
Конденсатор С
3
, С
5
выбирается как емкость по питанию драйверов, достаточным будет взять С
3
= 0,1 мкФ.
Выбираем К73-17 имп, С=0.1 мкФ, U
max
=250 В, 5%, POLYESTER
BOXED, B32521C3104J000, Конденсатор металлоплёночный.
Емкости С
4
, С
6
называются буферными, они должны выбираться в 10 раз больше входной затворной емкости транзистора Cg.
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ С
????
Для выбранного типа транзисторов КП440Cg=1300 пФ.
Тогда найдем буферные емкости:
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ 1300 = 13 нФ
Выбираем ближайший номинал в большую сторону.С
4
= С
6
= 15 нФ
Выбираем конденсатор 0,015мкф X7R U
max
=250 В 10% (0805) Чип керам,конденсатор TCC0805X7R153K251DT
43 2.9. Индикация режимов
При выходе за рамки максимального и минимального тока должен подаваться сигнал на индикаторы. Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых и аварийных режимов. Выбираем датчик тока на базе датчика Холла ACS712ELCTR-20A-T с гальванической развязкой, диапазон измеряемых токов ±20А, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 10 мА. Схема датчика представлена на рис.2.17.
Рис.2.17. Схема датчика
Конденсатор C
ф1
выбирается равным 0,1 мкФ, C
ф2
выбирается равным
1нФ.
Выбираем в качестве C
ф1
Конденсатор электролитический 0.1мкФ КЭ
0,10\ 6,3\AXI 3x 8\\+85C\Al\2L\К53-14\ C
ф1
=
0,1 мкФ, U
раб
=6,3 В.
Выбираем в качестве C
ф2
Кер.чип.конд. 0402 X5R 1нФ 6.3В 10%,
GRM155R60J102KA01D.C
ф2
=
1нФ, U
раб
=6,3 В.
В задании указан максимальный ток нагрузки 15 А. При увеличении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод VD4.
44
Светодиод VD4 является индикатором режима, выходящего сверху за рамки технического задания.
Чувствительность датчика составляет 100 мВ/А. Напряжение питания датчика 5 В. При нулевом токе через датчик его выходное напряжение составит U
пит
/2=2,5 В. При ненулевом токе I
вх напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 1,151 = 4,015 В
Такое напряжение на первом входе компаратора, с которым сравнивается сигнал с датчика тока. Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.18. Выбираем в качестве компаратора микросхему
521CA3, напряжение питания +15V.
Рис.2.18. Схема индикатора
Рассчитаем делитель напряжения R
17
, R
18
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
18
????
17
+ ????
18 4,015 = 5 ∙
????
18
????
17
+ ????
18
45
Пусть ????
18
=10 кОм, тогда ????
17
=2,45 кОм.
На второй вход компаратора подается сигнал с датчика тока. Далее на выходе компаратора устанавливается активный уровень при превышении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD4.
Рассчитаем сопротивление резистора R
19
. Возьмем светодиод L-113YDT,
Светодиод желтый 588нм, прямой ток I
пр
=20 мА, прямое падение напряжения на светодиоде U
пр
=2,5 В.
????
19
=
15 − 2,5 − 5 20
= 375 Ом
В задании также указан минимальный ток нагрузки 2 А. При уменьшении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод
VD5. Светодиод VD5 является индикатором режима выходящего снизу за рамки технического задания.
Напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 0,2 = 2,7 В
Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.19.
Рис.2.19. Схема индикатора
46
Рассчитаем делитель напряжения R
20
, R
21
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
21
????
20
+ ????
21 2,7 = 5 ∙
????
21
????
20
+ ????
21
Пусть ????
21
=10 кОм, тогда ????
20
=8,52 кОм.
При снижении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD5.
Рассчитаем сопротивление резистора R
22
. Возьмем тот же светодиод.
????
22
= ????
19
= 375 Ом
47
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе был исследован принцип работы двухтрансформаторной схемы, в которой магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением.
Разработанный преобразователь постоянного напряжения полностью удовлетворяет техническому заданию. Осуществлена гальваническая изоляция от питающей сети, на выходе преобразователя использован высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и С-фильтр.
В работе предоставлен обоснованный выбор силовой части преобразователя и осциллограммы основных процессов.
Были разработаны основные требования к системе управления, и предложены различные структуры, реализующие эти требования. В процессе выполнения работы был произведен анализ существующих систем управления на базе цифровой и аналоговой схемотехники, на основе которого была выбрана система управления из представленных в работе вариантов.
Проведено моделирование системы в программе MATLAB и получены временные диаграммы, сходящиеся с ранее полученными в теоретическом расчете.
48
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
1.
Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника»
Москва. Техносфера. 2005 г.
2.
Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3.
Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4.
Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва.
Издательский дом «МЭИ». 2007 г.
5.
Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6.
Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
49
ПРИЛОЖЕНИЕ
Анализ переходных процессов преобразователя
Рис. П.1 Схема в MАTLAB
Блок PG1,4 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325.
Рис. П.2 Настройка параметров схемы
50
БлокPG2,3 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325, смещение по времени составляет половину периода-2.5 мкс.
Емкость фильтра С=100 нФ.
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Рис. П.3. Практически полученные осциллограммы основных процессов преобразователя:
PG2,3;I2; Uc
Ток во вторичной обмотке I2 так же, как и в теории пульсирует между максимальным и минимальным значением. Ток конденсатора пульсирует между отрицательным и положительным значением, не имея постоянную
51 составляющую. Напряжение Uc пульсирует между максимальным и минимальным значением.
Моделирование в программе MATLAB подтвердило ранее выведенные теоретические формулы. Смоделированные диаграммы работы устройства схожи с диаграммами, представленными в теоретическом расчете.
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ВЫПУСКНАЯКВАЛИФИКАЦИОННАЯ РАБОТА
(бакалаврская работа)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
«Работа допущена к защите»
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г. уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Дата
Москва, 2021
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ЗАДАНИЕ
НА ВЫПУСКНУЮ КВАЛИФИКАЦИОННУЮ РАБОТУ
(бакалаврскую работу)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г.
уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Место выполнения работы ФГБОУ ВО «НИУ «МЭИ», кафедра
Промышленной электроники
3
СОДЕРЖАНИЕ РАЗДЕЛОВ ЗАДАНИЯ И ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ
Разработать преобразователь постоянного напряжения с двумя линейными трансформаторами
Входное напряжение: 200В +/- 10%.
Номинальное выходное напряжение: 60В +/- 0.5%.
Диапазон регулирования: 50В - 70В.
Коэффициент пульсации выходного напряжения: 0,2В.
Минимальное значение потребляемого тока: 2А.
Максимальное значение потребляемого тока: 15А.
На выходе преобразователя использовать высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и LC-фильтр.
Нагрузка резистивная.
Частота коммутации 200 кГц.
ПЕРЕЧЕНЬ ГРАФИЧЕСКОГО МАТЕРИАЛА
Количество листов
Количество слайдов в презентации
РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА
1.Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника» Москва. Техносфера. 2005 г.
2. Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3. Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4. Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва. «МЭИ». 2007 г.
5. Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6. Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
Примечания:
1. Задание брошюруется вместе с выпускной работой после титульного листа (страницы задания имеют номера 2, 3).
2. Отзыв руководителя, рецензия(и), отчет о проверке на объем заимствований и согласие студента на размещение работы в открытом доступе вкладываются в конверт
(файловую папку) под обложкой работы.
4
СОДЕРЖАНИЕ
Введение
5 1.
Силовая часть преобразователя
6 1.1.
Выбор силовой схемы преобразователя
6 1.2.
Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
8 1.3.
Регулировочная характеристика
13 1.4.
Расчет элементов силовой части
14 1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
14 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
15 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
17 1.5.
Выбор компонентов
19 2.
Разработка системы управления преобразователем напряжения
20 2.1.
Требования к системе управления
20 2.2.
Выбор системы управления преобразователем
21 2.3.
Структура системы управления
24 2.4.
Расчет генератора запускающих импульсов
25 2.5.
Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
28 2.6.
Расчет усилителя ошибки
32 2.7.
Расчет компаратора
37 2.8.
Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП транзисторов
39 2.9.
Индикация режимов
43
Заключение
47
Список использованных источников
48
5
ВВЕДЕНИЕ
Преобразователь постоянного напряжения – электронный прибор, изменяющий величину входного сигнала. Он может использоваться в качестве устройства, повышающего или понижающего его значение.
Преобразователи напряжения находят применение как в виде автономного устройства, питающего потребителей энергией постоянного тока, так и могут быть источниками бесперебойного питания.
Двухтрансформаторные мостовые схемы известны достаточно давно.
Отличительная особенность двухтрансформаторной схемы рассмотренной в данной работе состоит в том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. На выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству.
Система управления ключами, как правило, имеет гальваническую развязку с силовой частью преобразователя и расположена на стороне высокого напряжения, активные переключающие элементы с драйверами также находятся на стороне высокого напряжения. С целью обеспечения высокой степени изоляции между низкой и высокой стороной напряжения актуальной задачей является применение гальванической развязкисистемы управления от низкой стороны напряжения.
6 1.
СИЛОВАЯ ЧАСТЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
1.1. Выбор силовой схемы преобразователя
При большом отличии значений напряжения источника питания от выходного напряжения, применяют преобразователи напряжения, в которых трансформаторы работают на повышенной частоте.
Применение трансформаторов позволяет осуществить гальваническую развязку входных и выходных цепей.
В схеме можно выделить два преобразователя: преобразователь на транзисторах, преобразующий постоянный ток в переменный, и выпрямитель на диодах, выпрямляющий переменный ток, который создается на вторичных обмотках. На выходе выпрямителя включен фильтр, сглаживающий пульсацию выходного напряжения. Регулирование выходного напряжение осуществляется изменением коэффициентов заполнения включенного состояния ключей преобразователя напряжения. Структура преобразователя представлена на рис.1.1.
Рис.1.1 Структурная схема преобразователя
Схема может быть выполнена в виде однотактного или двухтактного преобразователя. Применение однотактной схемы ограничивается областями малых мощностей и невысоких требований к удельным массогабаритным показателям преобразователя. Двухтактный преобразователь работает в симметричном режиме без подмагничивания, в отличие от однотактного. С
7 другой стороны, двухтактные преобразователи характеризуются повышенной сложностью силовой части и системы управления.
Выбор схем двухтактных преобразователей и выпрямителей зависит от уровня напряжения на первичной и вторичной сторонах преобразователя.
При высоких напряжениях источника питания предпочтение отдается полумостовым и мостовым схемам двухтактных преобразователей напряжения. В полумостовой схеме первичная обмотка одна, что упрощает изготовление этой схемы, но, с другой стороны, данная схема требует два источника питания на входе, что часто не применимо на практике. Данную проблему можно решить, используя конденсаторный делитель, что в свою очередь избавит нас от проблемы двух источников питания, но в то же время увеличит токи транзисторов в два раза. В мостовой схеме также только одна первичная обмотка, напряжение на запертом ключе не превосходит Uт=Uвх.
Трансформированное напряжение поступает на неуправляемый выпрямитель. Он может быть выполнен с помощью мостового преобразователя или схемы со средней точкой. В схеме со средней точкой содержится 2 диода, а в мостовой схеме их в 2 раза больше, что увеличивает массогабариты преобразователя. В мостовой схеме на запертом диоде приложено напряжение вдвое меньше чем в схеме с нулевым выводом.
В любой момент времени в мостовой схеме проводят ток два диода, а в схеме со средней точкой только один диод, то есть при одном и том же токе потери в диодах в схеме со средним выводом в 2 раза меньше. Применяя схему с нулевым выводом, можно использовать меньшее количество диодов, что уменьшает габариты преобразователя.
Выпрямитель может быть выполнен по схеме с нулевым выводом, если значения выходных напряжений малы, в остальных случаях возможно применение мостовой схемы. С другой стороны, в мостовой схеме вдвое большее число диодов, что увеличивает стоимость преобразователя.
Выбираем схему выпрямления с нулевым выводом.
8 1.2. Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
Рис.1.2 Принципиальная схема преобразователя
Оба трансформатора имеют одинаковую конструкцию и выполняют функцию дросселей, поэтому на выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству. Принцип работы основан на том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. Аналогично изменяется и магнитодвижущая сила F, так как трансформатор линейный.
При анализе предполагается, что силовые трансформаторы выполнены одинаково, их обмотки не имеют индуктивности рассеяния, силовые транзисторы и диоды ведут себя как идеальные ключи, индуктивности намагничивания силовых трансформаторов линейны и приведены к первичным обмоткам, выходной конденсатор — неограниченно большой емкости.
Проведем расчет основных процессов, происходящих в данном преобразователе, которые позволяют выбрать элементы силовой схемы.
9
Пусть T1, T4 замыкаются (D1 проводит, D2 закрыт) в течение0 < ???? <
????????
2
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Тогда
????????21 = −????вых
????????11 = −
????вых
????
где n – коэффициент трансформации
????????12 = ???? −
????вых
????
????????22 = ???? ∙ ???? − ????вых
Отсюда видно, что магнитный поток уменьшается в Tr1 и увеличивается в Tr2(трансформатор Tr1 отдает энергию, а трансформатор
Тr2 накапливает). Ток течет по обмоткам: w
1-1
, w
1-2
, w
2-1
Уравнение для МДС:
Tr1:
−????1 ∙ ????11 + ????
????21
∙ ????21 = ????1
Tr2:
????1 ∙ ????12 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????????21:
????
????21
=
????1 + ????
????11
????21
=
????1 + ????1 ∙ ????11
????21
Примем:
????11 = ????12 = ????1
10
????21 = ????22 = ????2
Тогда:
????
????21
=
????1 + ????2
????2
В данном интервале трансформатор Тр1 передает энергию на выход,
Тр2 работает как дроссель, сдерживая нарастание тока в первичной цепи.
На следующем интервале времени
????????
2
< ???? <
????
2
все транзисторы закрыты. Начинает проводить D2, одновременно с D1.
????
????21
= −????вых
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????
????21
∙ ????2 = ????1
Tr2:
????
????22
∙ ????2 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????2:
????2 = ????
????21
+ ????
????22
=
????1 + ????2
????21
Следовательно, Tr1 и Tr2 отдают энергию, а значит, что магнитный поток уменьшается.
Далее открываются транзисторы VT2, VT3 . В течение
????
2
< ???? <
????
2
+
????????
2
D2 проводит, D1 – нет. Магнитный поток уменьшается в Tr2 и увеличивается в Tr1.
Тогда
????
????21
= ???? ∙ ???? − ????вых
????
????12
= −
????вых
????
????
????11
= ???? −
????вых
????
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????1 ∙ ????11 = ????1
11
Tr2:
−????1 ∙ ????12 + ????
????22
∙ ????22 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????
????22
:
????
????22
=
????1 + ????2
????2
На интервале ????/2 + ????????/2 < ???? < ???? транзисторы закрываются.
Начинает проводить D1, одновременно с D2, что повторяет интервал????????/
2 < ???? < ????/2, для которого
????2 =
????1 + ????2
????21
Таким образом, на каждом интервале регулирования ток во вторичной обмотке зависит только от магнитодвижущих сил обмоток, а точнее от изменения магнитных потоков в трансформаторах Tr1 и Tr2.
Найдем характер изменения магнитных потоков в явном виде.
Связь магнитного потока и напряжения:
????Ф
????????
=
????
????
Таким образом, для интервала 0 < ???? < ????????/2:
????Ф2
????????
= −
????вых
????2
????Ф1
????????
=
???? −
????вых
????
????1
Построим соответствующие осциллограммы для иллюстрации результата расчета.
12
Рис.1.3 Осциллограммы основных процессов преобразователя
13 1.3. Регулировочная характеристика
Рассмотрим уравнения вольт-секундного баланса:
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
= ????вых ∙ (
(1 − γ)T
2
+
T
2
)
????????
2
- время, когда магнитный поток увеличивается, идет накопление энергии.
(1−????)????
2
+
????
2
- время, когда магнитный поток уменьшается, идет вывод энергии.
Тогда регулировочная характеристика преобразователя будет выглядеть следующим образом:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Реальное выходное напряжение преобразователя в зависимости от управляющего сигнала получается меньше, чем предсказывает это соотношение. Основные причины — падение напряжения на открытых силовых транзисторах и диодах, печатных проводниках платы; влияние индуктивности рассеяния обмоток силовых трансформаторов.
Построим регулировочную характеристику:
Рис.1.4 Регулировочная характеристика преобразователя
14 1.4. Расчет элементов силовой части
1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
Коэффициент трансформации n, предельные значения коэффициента заполнения γ
min
и γ
max
определяются при использовании регулировочной характеристики преобразователя напряжения.
Полученная регулировочная характеристика позволяет сделать первое приближение при выборе n в самом тяжелом режиме – γ=γ
max
,
E=E
max
:
????
0
=
2????вых
????????????
????
????????????
∙ ????
????????????
Пусть максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
????
0
=
2 ∙ 70 В
0,8 ∙ 220 В
= 0,8
Определим минимальный коэффициент заполнения:
????
????????????
=
2????вых
????????????
????
0
∙ ????
????????????
∙=
2 ∙ 50 0,97 ∙ 180
= 0,57
15 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
Пульсации выходного тока определяются индуктивностью намагничивания силового трансформатора.
∆???? =
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
????
????
Пульсации тока в первичной и вторичной обмотке:
∆????
1
= I
1????????????
− I
1????????????
∆????
2
= I
2????????????
− I
2????????????
∆????
1
= ∆????
2
= ∆????
Тогда пульсации суммарного тока:
∆????
????
= ∆I
1
− ∆I
2
∙
γT
2
(1−γ)T
2
+
T
2
= ∆???? ∙
1 − ????
1 −
????
2
Коэффициент пульсации выходного напряжения: ΔUвых=0,2В.
Диапазон регулирования выходного напряжения: 50В - 70В.
Максимальное значение потребляемого тока Iвых мах
=15А, тогда пульсации в выходном фильтре не должны превышать величины:
∆????
????
≤
ΔUвых
Uвых min
Iвых
????????????
=
0,2В
50В
15А
= 0,06 А
Из регулировочной характеристики нам известно:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Тогда формула для пульсаций выходного тока примет вид:
∆????
????
=
???? ∙ ????(1 − ????) ∙
γT
2
????
????
Определим индуктивность намагничивания из формулы для нахождения ∆????
????
:
????
????
=
???? ∙ ???? ∙ (1 − ????) ∙
γ
2
∆????
????
∙ ????
16
????
????
=
0,8 ∙ 220В ∙ (1 − 0,57) ∙
0,57 2
0,06А ∙ 200 ∙ 10 3
Гц
= 1,8 мГн
Пусть количество витков на первичной стороне w
1
=10 витков.
????2 = ???? · ????1 = 0,8 · 10 = 80 витков
ОпределимLmag по формуле:
???????????????? =
????
????
????2 2
=
1,8 80 2
= 2,8 ∙ 10
−4
мГн
17 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
Теперь снимем допущение о том, что пульсации на выходном конденсаторе бесконечно малы. Ток в конденсаторе фильтра С
ф
— это ток, определяемый как переменная составляющая тока I
2
Рис.1.5 Осциллограммы тока и напряжения на конденсаторе фильтра
Амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе
С
ф определяется средним током заряда за четверть периода T.
Переменная составляющая напряжения на конденсаторе:
????
= ∆????вых =
∆????
????
4
∙
????
4
????
=
∆????
????
16 ∙ ???? ∙ ????
Отсюда найдем емкость конденсатора:
???? =
0,06 16 ∙ 0,2В ∙ 200 ∙ 10 3
= 93,75 нФ
18
Таким образом, согласно данному расчету, при полученных значениях индуктивности намагничивания и емкости фильтра пульсации напряжения на выходе должны быть меньше требуемых.
19 1.5. Выбор компонентов
Напряжение на запертом транзисторе определяется из исходной схемы и не превосходит напряжения питания Е.
????кэ ≤ ????
????????????
= 220 В
Выбираем МДП транзисторы типа
КП440:
Vси max
=500В
Ic=30А
td(on)= 25 нс
td(off)= 275 нс
tf =175 нс
tr=20 нс
Rjc =0,75 ˚C/Вт
Напряжение на запертом диоде U
D определяется из исходной схемы.
Выбираем диод типа Her106 фирмы ST Microelectronicsс параметрами:
Vобр max
=600 В, Iобр max
=5 мкА, tвосст =70 нс.
Следует учитывать выброс на диоде при его запирании. Независимо от типа диода (диод с p-n переходом или диод Шоттки) выброс будет тем больше, чем больше индуктивность рассеяния силового трансформатора.
Полученные значения параметров Cф и Lmag округляем до ближайших согласно ряду номиналов конденсатора и индуктивности.
C
фрасч
=93,75 нФ, ближайший номинал конденсатор полипропиленовый
К73-17 имп, 0.1 мкФ, 100 В, 5%, POLYESTER BOXED, B32529C1104J000,
Конденсатор металлопленочныйСф=100нФ.
Максимальное рабочее напряжение 100В.
???????????????? = 2,15 ∙ 10
−4
мГн
, ближайший номинал постоянной индуктивности серии FCUL0624-H-R22M=P3, Wirewound Inductor, 220 нГн,
0.001498 Ом, I
макс dc
=24 А,Lmag= 0,22 мкГн.
Активное сопротивление R
L
= 0,0015Ом.
Рабочая температура T = -40…125˚C.
20 2.
РАЗРАБОТКА СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ
НАПРЯЖЕНИЯ
2.1. Требования к системе управления
Требования к системе управления такие: считаем, что СУ – идеальная.
Система управления предназначена для генерирования управляющих импульсов на частоте 200 кГц, заданной величины, формы, с целью регулирования параметров преобразователя в соответствии с управляющим сигналом.
В соответствии с регулировочной характеристикой мы знаем, что величина выходного напряжения прямо пропорциональна изменению коэффициента заполнения ???? и входного напряжения E. Выходное напряжение может изменяться от 59,7 до 60,3 В, а напряжение на входе имеет разброс от 180 до 220 В. Коэффициент заполнения будет изменяться от
0,8 до 0,65, мы будем регулировать напряжение на нагрузке.
Также необходимо следить за тем, чтобы точность поддержания среднего уровня выходного напряжения была не менее +- 0,5%. При этом при увеличении выходного напряжения должно происходить уменьшение коэффициента заполнения, а при уменьшении выходного напряжения - увеличение коэффициента гамма.
В техническом задании также указаны максимальный и минимальный токи нагрузки (2 и 15А). При выходе за эти рамки должен подаваться сигнал на индикаторы.
Структурная схема системы управления представлена на Рис.2.1.
Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента. Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.
21 2.2. Выбор системы управления преобразователем
В зависимости от используемой элементной базы системы управления выполняются аналоговыми, цифровыми и цифро-аналоговыми. Аналоговые регуляторы реализуются на основе операционных усилителей, цифровые - на основе специализированных вычислительных устройств или микропроцессоров. Аналоговые регуляторы АР преобразуют только аналоговые сигналы, являющиеся непрерывными функциями времени. Для реализации
АР операционный усилитель включается по схеме суммирующего усилителя с отрицательной обратной связью.
Аналоговая система управления наиболее проста в производстве, что даёт ей низкую стоимость.
Она характеризуется отсутствием дополнительных преобразований в цифровой сигнал, что даёт ей большее быстродействие по сравнению с цифровой. Она обладает устойчивостью к электромагнитным помехам, стабильностью работы при низких и высоких температурах окружающей среды, без каких-либо дополнительных климатических установок.
Цифровая система управления обладает возможностью изменения логики работы при помощи перепрошивки программы, что невозможно в аналоговой СУ без замены платы управления, изменения коэффициентов, динамических характеристик программным путём. Но также наряду с достоинствами она обладает такими недостатками, как помехонеустойчивость, невозможность функционирования при низких и высоких температурах окружающей среды без климатической системы контроля.
Существует несколько распространенных типов аналоговых систем управления на основе регуляторов, таких как П-регулятор, И-регулятор и различные типы их вариаций.
Принцип действия пропорционального регулятора заключается в том, что регулятор вырабатывает управляющее воздействие на объект
22 пропорционально величине ошибки (чем больше ошибка, тем больше управляющее воздействие). Структурная схема П-регулятора представлена на рис.2.1. Данный регулятор обладает практически мгновенным быстродействием, время реагирования на отклонение исходного напряжения от опорного значения определяется звеньями, которые входят в состав пути передачи сигнала от датчика напряжения до силовой части преобразователя.
Но, с другой стороны, слишком быстрая и сильная реакция на изменение напряжения может привести к выходу преобразователя из устойчивого режима работы. П-регулятор будет регулировать напряжение с некоторой заданной точностью, это означает, что напряжение ошибки никогда не будет равно нулю.
Рис.2.1. Схема пропорционального регулятора
Интегрирующий регулятор вырабатывает управляющее воздействие пропорционально интегралу от ошибки. Структурная схема интегрального регулятора представлена на рис.2.2. У И-регулятора быстродействие определяется интегрирующей цепью, то есть резистором и конденсатором, входящими в состав интегратора. Он обладает худшим по сравнению с П- регулятором быстродействием, но, с другой стороны, напряжение ошибки стремится к нулю, что улучшает точность регулирования. Также система управления такого типа более устойчива.
23
Рис.2.2. Схема регулятора интегрального типа
Наиболее распространена цифровая схема управления на основе регулятора последовательного приближения. Структурная схема такого регулятора представлена на рис.2.3. Регулятор последовательного приближения состоит из двух счетчиков СТ1 и СТ2, первый тактируется от генератора большой частоты, примерно в 10 раз больше частоты второго генератора. Таким образом, первый счетчик является цифровым ГЛИНом, второй управляющим сигналом. Второй счетчик считает вверх, пока напряжение с датчика напряжения не достигнет значения опорного, затем он считает вниз. Быстродействие данного регулятора зависит от амплитуды сигнала датчика напряжения и частоты тактирования сигнала управления.
Рис.2.3. Схема регулятора последовательного приближения
24 2.3. Структура системы управления
Рис.2.4. Структурная схема системы управления
Сигналы снимаются датчиками тока ДТ и напряжения ДН с нагрузки.
Сигнал с датчика напряжения ДН подается на усилитель ошибки УО, который сравнивает его с опорным напряжением и подает усиленный сигнал на компаратор К. Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Сигнал с ГЛИН подается на второй вход компаратора. В момент сравнения усиленного сигнала с УО и с ГЛИН компаратор К вырабатывает импульс, подающийся на формирователь импульсов ФИ. ФИ формирует сигнал, который при увеличении выходного напряжения должен уменьшать коэффициент заполнения, а при уменьшении выходного напряжения – увеличить.
Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых режимов.
25 2.4. Расчет генератора запускающих импульсов
Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Напряжение питания таймера +15V, ток потребления 10 мА. Принципиальная схема генератора представлена на
Рис.2.5.
Рис.2.5. Схема генератора
Мультивибратор — это генератор импульсов прямоугольной формы.
Мультивибратор выполняет функцию задающего генератора, формирующего запускающие входные импульсы для последующих узлов.
Автоколебательный режим создается благодаря подключению времязадающей цепи. Рабочий цикл таймера в режиме мультивибратора определяется суммарным временем заряда конденсатора С1 от U
пит
/3 до
2U
пит
/3 и временем разряда от 2U
пит
/3 до U
пит
/3. Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.6.
26
Рис.2.6. Временные диаграммы работы мультивибратора
Частота коммутации ключей 200 кГц. С мультивибратора поступают короткие запускающие ГЛИН импульсы, поэтому примем время импульса
300 нс. Период коммутации ключей ???? = 1/???? = 5 мк????, значит период работы мультивибратора в 2 раза меньше. Возьмем время импульса достаточное для мертвого времени:
????
и
= 0,5 мкс
Тогда время паузы:
????
п
= ???? − ????
и
= 2 мкс
Заряд конденсатора:
Постоянная времени зарядки конденсатора С
1
:
???? = С
1
∙ ????
2
Уравнение заряда конденсатора С
1
(с уровня 1/3U
пит до уровня 2/3U
пит
):
????
????
(????) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????
????
2
????
1
⁄
)
????
????
(????
и
) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????и
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????и
????
2
????
1
⁄
) = 2Uпит/3
Время импульса:
????
и
= ????
2
????
1
ln
Uпит −
1 3
Uпит
Uпит −
2 3
Uпит
= ????
2
????
1
ln 2 = 0,5 мкс
27
Разряд конденсатора:
Постоянная времени разряда конденсатора С
1
равна:
????р = ????
1
????
1
Уравнение разряда конденсатора С
1
(уровня 2/3U
пит до уровня 1/3U
пит
):
????
????
(????) =
2 3
Uпит ∙ ????
−τр
????
1
????
1
⁄
????
????
(????
п
) =
2 3
Uпит ∙ ????
−????п
????
1
????
1
⁄
= Uпит/3
Время паузы, поступающей на конденсатор С
1
:
????
п
= ????
1
????
1
ln (
2 3
Uпит
1 3
Uпит
) = ????
1
????
1
ln 2 = 2 мкс
Найдем отношение номиналом резисторов R
1
,R
2
:
????
п
????
и
=
????
1
????
2
=
2 0,5
= 4
Примем R
2
=1 кОм, тогда R
1
=4 кОм.
Рассчитаем емкость конденсатора С
1
из формулы нахождения времени паузы:
????
п
= ????
1
????
1
ln 2 → ????
1
=
????
п ln 2 ∙ ????
1
=
2 ∙ 10
−6
ln 2 ∙ 4 ∙ 10 3
= 0,72 нФ
Выбираем Конд.кер.диск.К10-7В С=820 пФ,U
max
= 50В,+/-10%
28 2.5. Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
Генератор линейного изменяющегося напряжения (ГЛИН) — импульсное устройство, в выходном напряжении которого имеется участок, линейно изменяющийся во времени. Схема ГЛИН показана на Рис.2.7.
Рис.2.7. Схема ГЛИН
Схема состоит из времязадающего конденсатора С
2
, операционного усилителя и транзисторного ключа VT
1
. Выбираем операционный усилитель
140УД7, напряжение питания ±15V, ток потребления 3,5 мА. На вход транзисторного ключа подается последовательность прямоугольных импульсов с заданным интервалом между импульсами и длительностью.
Принцип получения пилообразного напряжения заключается в медленном заряде (или разряде) конденсатора через большое сопротивление во время прямого хода и в быстром его разряде (или заряде) через малое сопротивление во время обратного хода.
29
Если постоянная времени заряда достаточно большая, т.е. существенно больше периода следования прямоугольных импульсов, напряжение на конденсаторе нарастает линейно.
Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.8.
Рис.2.8. Временные диаграммы работы ГЛИН
Выходное напряжение ГЛИН - напряжение, усиленное операционным усилителем. Операционный усилитель охвачен положительной обратной связью (R4, R5) и отрицательной обратной связью (R6,R7). Обеспечение быстрого обратного хода осуществляется за счет быстрого разряда конденсатора С
2
током коллектора VT
1
Максимальный допустимый ток базы биполярного транзистора n-p-n–
КТ315Б I
бmax
=2 мА. Отсюда найдем сопротивление резистора R
3
????
3
=
Uпит
Iб
max
=
15 2
= 7,5кОм
Запишем уравнение изменения напряжения на участке обратного хода:
????
????2
(????) = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????
????
Отсюда найдем:
30 0 = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????о
????
2
????
????2
????????????
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
2
∙ ????
3
Отсюда найдем емкость конденсатора С
2
. Возьмем время обратного хода возьмем 10% от времени импульса.
????о = 0,05 мкс
ДляVT1:
????
????????1
????????????
= 50
Приняв U
cmax
=5В, найдем С
2
:
????
2
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
3
∙ ????
????2
????????????
= 0,05 ∙ 10
−6
∙ 50 ∙
15 7,5 ∙ 10 3
∙ 5
= 1 нФ
Выбираем
Кер.чип.конд.
0402
X5R
1нФ
16В
10%,
GRM155R61C102KA01D. С=1 нФ, Uраб=16 В.
На интервале t пр прямого хода операционный усилитель работает в линейном режиме. Для цепи обратной связи можно записать уравнение:
????
вых
= ????
????
∙
????
6
+ ????
7
????
6
Можно записать выражение для тока цепи обратной связи по неинвертирующему входу:
???????? =
???????? − ????
????2
????
4
−
????
????2
− ????
выхМВ
????
5
Зная, что ic =
Cduc dt
, запишем: duc
2
dt
+
????
????2
С
(
1
????
4
−
????
7
????
6
????
5
) =
1
С
2
????????
????
4
Если
1
????
4
<
????
7
????
6
????
5
кривая U
c2
вогнутая, если
1
????
4
>
????
7
????
6
????
5
- выпуклая, если
1
????
4
=
????
7
????
6
????
5
то U
c2
– линейная прямая.
Решив это уравнение, найдем функцию изменения напряжения на конденсаторе С
2
:
31
????
????2
(????) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????
Отсюда найдем R
4
:
????
????2
????????????
(????пр) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????пр → ????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
Зная, что tпр = ????
п
= 2 мкс:
????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
= 15 ∙
2 ∙ 10
−6 1 ∙ 10
−9
∙ 5
= 6 кОм
Так как необходимо выполнение условия
1
R
4
=
R
7
R
6
R
5
, примем:
R
4
= R
6
= 6 кОм
R
7
= R
5
Пусть U
выхmax
=10 В. Тогда запишем соотношение сопротивлений R
4
, R
5:
R
7
R
6
=
????
вых
????????????
????
????2
????????????
− 1 =
10 5
− 1 = 1
R
7
= 1 ∙ R
6
= 6 кОм
32 2.6. Расчет усилителя ошибки
Схема усилителя ошибки представлена на Рис.2.9.
Рис.2.9. Схема усилителя ошибки
На один вход усилителя ошибки подается напряжение с источника опорного напряжения Uоп, на другой вход подается напряжение с датчика напряжения нагрузки Uдн.
Выбираем датчик напряжения на основе эффекта Холла LV25-P. Схема датчика напряжения представлена на рис.2.10. Он обладает такими достоинствами как гальваническая развязка, высокой точностью, может работать на постоянном и переменном напряжении.
Нагрузка преобразователя оказывается гальванически развязана с системой управления.
Рис.2.10. Схема датчика напряжения
33
Во внешней цепи стоит резистор Rдн для образования контура протекания тока через датчик. Величина этого резистора выбирается исходя из номинального входного тока датчика 10 мА.
????
дн
=
????
н
????????????
????дн
=
70 10
= 7кОм
Для преобразования выходного тока в напряжение используется нагрузочный резистор R
нг
. Коэффициент преобразования датчика равен
I
вых
/I
вх
=2,5. Пусть R
нг
=17,5 кОм.
Тогда напряжение на выходе датчика при максимальном и минимальном напряжении нагрузки:
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 70 2,5 ∙ 7
= 70 В
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 50 2,5 ∙ 7
= 50 В
Если на нагрузке напряжение будет отличным от опорного, то на выходе появится разница напряжений или напряжение ошибки. Выбираем в качестве операционного усилителя микросхему 140УД7, напряжение питания ±15V, максимальный ток потребления 6 мА.
Минимальный и максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
,
????
????????????
= 0,57
Напряжение на выходе ГЛИН максимально возможно:
????
вых
????????????
= 10 В
Напряжение на выходе ГЛИН изменяется по закону:
????
вых глин
= ????
вых
????????????
∙
????
????
Тогда в момент t=t и в момента сравнения двух уровней ????
УО
и ????глин произойдет срабатывание компаратора, который вырабатывает импульс включающий систему формирователя импульсов транзисторов:
????
УО
= ????
вых
????????????
∙ ????
и
/????
Таким образом, коэффициент заполнения можно выразить через напряжение усилителя ошибки и напряжение на выходе ГЛИН:
34
???? = ????
УО
/????
вых
????????????
Найдем напряжение на выходе усилителя ошибки для случая максимального и минимального коэффициента заполнения:
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,8 ∙ 10 = 8 В
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,57 ∙ 10 = 5,7 В
По заданию диапазон регулирования при E=200 В50В - 70В +/- 0.5%.
Таким образом, при Uн=70 В коэффициент заполнения γ= γ
max
, при Uн=50 В коэффициент заполнения γ= γ
min
. Отобразим это на рис.2.11.
Рис.2.11. Зависимость напряжения на выходе усилителя ошибки от напряжения нагрузки в номинальном режиме
Среднее значение напряжения на выходе усилителя:
????
УО
=
????
УО????????????
+ ????
УО????????????
2
= 6,85 В
Пусть опорное напряжение равно U
оп
= 9,4 В.
Зная напряжение обратной связи U
ос
, подберем номиналы резисторов делителя R
8
, R
9
. Напряжение нагрузки с напряжением с делителя связаны соотношением:
????
ос
= ????
дн
∙
????
9
????
8
+ ????
9
35
Для номинального режима при U
н
=60 В зная отношение значений этих напряжений, найдем сопротивление резисторов делителя:
????
ос
????
дн
=
9,4 60
=
????
9
????
8
+ ????
9
= ????
дел
Пусть R9=0,1 кОм, тогда R8=0,54 кОм.
Для случая E=220 В найдем напряжение на выходе блока усилителя ошибки. Регулировочная характеристика имеют следующий вид:
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
Тогда напряжение нагрузки в этом режиме:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,685 2
= 60,3 В
Напряжение обратной связи:
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 60,3 ∙ 0,157 = 9,47 В
Гамма должна уменьшиться до минимального значения, чтобы напряжение на выходе спало. Напряжение усилителя ошибки при минимальном коэффициенте заполнения равно U
УО
= 5,7 В.
Напишем соотношение для напряжения на выходе блока U
УО
:
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4 (1 +
????
12
????
10
) − 9,47 ∙
????
12
????
10
= 5,7 В
????
12
????
10
= 52,9
Тогда напряжение на нагрузке станет:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,57 2
= 50,16 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть Е=180 В.
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,685 2
= 49,3 В
36
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 49,3 ∙ 0,157 = 7,74 В
Гамма должна увеличиться до максимального значения, чтобы напряжение на выходе увеличилось.
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4(1 + 52,9) − 7,74 ∙ 52,9 = 97,2 В
Напряжение на выходе операционного усилителя не может превышать напряжение питания, поэтому:
????
УО
= 15 В
Таким образом, при таком режиме коэффициент заполнения стремится к 1, но ограничен сверху мертвым временем 0,5 мкс, что соответствует коэффициенту заполнения ???? = 0,9 . Тогда напряжение нагрузки станет равным
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,9 2
= 64,3 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть R10=1 кОм, тогда R12=52,9 кОм.
Рассчитаем значение резистора ????
11
. Для этого выберем стабилитрон
VD1. Напряжение стабилизации U
ст
=U
пит
-U
оп
=15-9,4=5,6 В. Выбираем стабилитрон BZV55C5V6U
ст
=5,6 В при I
ст
=5мА. Для тока стабилизации запишем соотношение:
????
ст
=
????
пит
− ????
ст
????
11
Отсюда найдем сопротивление резистора R11:
????
11
=
????
пит
− ????
ст
????
ст
=
15 − 5,6 5 ∙ 10
−3
= 1,88 кОм
37 2.7. Расчет компаратора
Схема компаратора представлена на рис.2.12.
Рис.2.12. Схема компаратора
Выбираем в качестве компаратора микросхему 521CA3. На один вход компаратора подается сигнал с ГЛИН, на второй вход сигнал с выхода усилителя ошибки. На входе компаратора происходит сравнение двух сигналов и в момент срабатывания компаратор вырабатывает импульс, выключающий формирователь импульсов, отпирающих и запирающих транзисторы. Так как осуществляется отрицательная обратная связь по выходному напряжению, то при увеличении выходного напряжения происходит уменьшение коэффициента заполнения. И, наоборот, при уменьшении напряжения нагрузки происходит увеличение коэффициента ????.
Соответствующие диаграммы работы блока представлены на Рис.2.13.
38
Рис.2.13. Диаграммы работы компаратора
При напряжении питания E=220 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= −15 В. Уровень сравнения компаратора равен -15В, что соответствует нулевому коэффициенту заполнения. Таким образом, при достижении напряжении питания 220 В, транзисторы не проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке уменьшается.
При напряжении питания E=180 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= 15 В. Уровень сравнения компаратора равен 15В, что соответствует максимальному коэффициенту заполнения, то есть транзисторы проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке возрастает.
39 2.8. Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП –
транзисторов
Осциллограммы основных процессов преобразователя представлены на рис.1.3. Силовые ключи 1,4, а также 2,3 управляются в противофазе.
С компаратора сигнал поступает на формирователь импульсов ФИ.
Задача ФИ разделить импульсы на два входа управления для ключей 1,4 и ключей 2,3. Это реализуется с помощью Т-триггера, сигналом тактирования которого будет сигнал с выхода компаратора. Схема ФИ представлена на рис.2.14. В качестве Т-триггера выбираем микросхему К555ТМ2, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8мА. В качестве логического элемента ‘И’ выбираем микросхемы К555ЛИ1, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8,8 мА.
Рис.2.14. Схема формирователя импульсов
Осциллограммы работы блока представлены на рис.2.15.
Рис.2.15. Временные диаграммы работы блока ФИ
40
Сигналы 1,4 – это сигналы управления ключами Т1, Т4, сигналы 2,3- сигналы управления ключами Т2, Т3. Они поступают на драйвер силовых
МДП транзисторов. Быстродействующие драйверы, способные управлять как нижними, так и верхними ключами, выпускаются серийно. Нам необходим драйвер высоковольтных, высокоскоростных
МДП-транзисторов с независимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Выберем драйвер IR2101, напряжение питания +15V. Сигналы 1,2 и 3,4 на драйвер.
Схема драйвера представлена на рис.2.16. У драйвера общая с силовыми ключами земля.
Рис.2.16. Схема драйверов правого и левого плеча
Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO. При подаче напряжения LIN на выходе LО формируется потенциал VCC, что приводит транзистор Т2 в режим
41 насыщения. Потенциал VS становится связанным с нулем, бутстрепная емкость Cб начинает заряжаться, по контуру VСС-VD2-Cб-T2-COM начинает протекать ток заряда конденсатора.
После снятия сигнала с LO, через время, равное минимально t dt
, подается сигнал с НО. С потенциалом VS объединяется отрицательно заряженный электрод Сб, то есть отрицательный электрод подключается к истоку Т1. Положительный электрод конденсатора Сб соединен с выходом
НО. Энергия из бутстрепной емкости начинает поступать через затворный резистор в затворную емкость транзистора Т1. Транзистор включается.
Для выключения транзистора Т1 драйвер внутренними средствами размыкает выводы VB и НО и подключает НО к VS. Образуется контур для разряда затворной емкости транзистора Т1: Затвор-R13-HO-VS-Исток.
Диоды VD2, VD3 должны быть высоковольтными, так как на катоде этих диодов падает напряжение Uк=E200В, на анодах напряжение питания драйвера Uа15В. Также диод должен работать с частотой коммутации ключей 200кГц. Выберем диод BYG20G-E3\Tr с временем восстановления
75нс. Максимальное обратное напряжение 400 В.
Для регулирования скорости переключения силового ключа подключение драйвера к затвору транзистора обязательно осуществляется через затворный резистор.Затворный резистор расположен в цепи между драйвером силового транзистора и затвором самого транзистора. Выходными сигналами драйвера являются сигналы, совместимые как с ТТЛ, так и с
КМОП логикой. Примерный диапазон затворных резисторов 10-100 Ом.
Микросхема драйвера имеет максимальный выходной ток 210 мА. Если ток затвора при открытии/закрытии ключа превысит значение максимального выходного тока, то драйвер может выйти из строя, поэтому, в данном случае, затворный резистор ограничит выходной ток драйвера. Рассчитаем затворный резистор:
????
????
=
Uвых
Iвых max
=
20 0,210
= 95 Ом
42
Конденсатор С
3
, С
5
выбирается как емкость по питанию драйверов, достаточным будет взять С
3
= 0,1 мкФ.
Выбираем К73-17 имп, С=0.1 мкФ, U
max
=250 В, 5%, POLYESTER
BOXED, B32521C3104J000, Конденсатор металлоплёночный.
Емкости С
4
, С
6
называются буферными, они должны выбираться в 10 раз больше входной затворной емкости транзистора Cg.
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ С
????
Для выбранного типа транзисторов КП440Cg=1300 пФ.
Тогда найдем буферные емкости:
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ 1300 = 13 нФ
Выбираем ближайший номинал в большую сторону.С
4
= С
6
= 15 нФ
Выбираем конденсатор 0,015мкф X7R U
max
=250 В 10% (0805) Чип керам,конденсатор TCC0805X7R153K251DT
43 2.9. Индикация режимов
При выходе за рамки максимального и минимального тока должен подаваться сигнал на индикаторы. Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых и аварийных режимов. Выбираем датчик тока на базе датчика Холла ACS712ELCTR-20A-T с гальванической развязкой, диапазон измеряемых токов ±20А, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 10 мА. Схема датчика представлена на рис.2.17.
Рис.2.17. Схема датчика
Конденсатор C
ф1
выбирается равным 0,1 мкФ, C
ф2
выбирается равным
1нФ.
Выбираем в качестве C
ф1
Конденсатор электролитический 0.1мкФ КЭ
0,10\ 6,3\AXI 3x 8\\+85C\Al\2L\К53-14\ C
ф1
=
0,1 мкФ, U
раб
=6,3 В.
Выбираем в качестве C
ф2
Кер.чип.конд. 0402 X5R 1нФ 6.3В 10%,
GRM155R60J102KA01D.C
ф2
=
1нФ, U
раб
=6,3 В.
В задании указан максимальный ток нагрузки 15 А. При увеличении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод VD4.
44
Светодиод VD4 является индикатором режима, выходящего сверху за рамки технического задания.
Чувствительность датчика составляет 100 мВ/А. Напряжение питания датчика 5 В. При нулевом токе через датчик его выходное напряжение составит U
пит
/2=2,5 В. При ненулевом токе I
вх напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 1,151 = 4,015 В
Такое напряжение на первом входе компаратора, с которым сравнивается сигнал с датчика тока. Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.18. Выбираем в качестве компаратора микросхему
521CA3, напряжение питания +15V.
Рис.2.18. Схема индикатора
Рассчитаем делитель напряжения R
17
, R
18
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
18
????
17
+ ????
18 4,015 = 5 ∙
????
18
????
17
+ ????
18
45
Пусть ????
18
=10 кОм, тогда ????
17
=2,45 кОм.
На второй вход компаратора подается сигнал с датчика тока. Далее на выходе компаратора устанавливается активный уровень при превышении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD4.
Рассчитаем сопротивление резистора R
19
. Возьмем светодиод L-113YDT,
Светодиод желтый 588нм, прямой ток I
пр
=20 мА, прямое падение напряжения на светодиоде U
пр
=2,5 В.
????
19
=
15 − 2,5 − 5 20
= 375 Ом
В задании также указан минимальный ток нагрузки 2 А. При уменьшении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод
VD5. Светодиод VD5 является индикатором режима выходящего снизу за рамки технического задания.
Напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 0,2 = 2,7 В
Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.19.
Рис.2.19. Схема индикатора
46
Рассчитаем делитель напряжения R
20
, R
21
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
21
????
20
+ ????
21 2,7 = 5 ∙
????
21
????
20
+ ????
21
Пусть ????
21
=10 кОм, тогда ????
20
=8,52 кОм.
При снижении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD5.
Рассчитаем сопротивление резистора R
22
. Возьмем тот же светодиод.
????
22
= ????
19
= 375 Ом
47
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе был исследован принцип работы двухтрансформаторной схемы, в которой магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением.
Разработанный преобразователь постоянного напряжения полностью удовлетворяет техническому заданию. Осуществлена гальваническая изоляция от питающей сети, на выходе преобразователя использован высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и С-фильтр.
В работе предоставлен обоснованный выбор силовой части преобразователя и осциллограммы основных процессов.
Были разработаны основные требования к системе управления, и предложены различные структуры, реализующие эти требования. В процессе выполнения работы был произведен анализ существующих систем управления на базе цифровой и аналоговой схемотехники, на основе которого была выбрана система управления из представленных в работе вариантов.
Проведено моделирование системы в программе MATLAB и получены временные диаграммы, сходящиеся с ранее полученными в теоретическом расчете.
48
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
1.
Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника»
Москва. Техносфера. 2005 г.
2.
Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3.
Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4.
Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва.
Издательский дом «МЭИ». 2007 г.
5.
Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6.
Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
49
ПРИЛОЖЕНИЕ
Анализ переходных процессов преобразователя
Рис. П.1 Схема в MАTLAB
Блок PG1,4 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325.
Рис. П.2 Настройка параметров схемы
50
БлокPG2,3 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325, смещение по времени составляет половину периода-2.5 мкс.
Емкость фильтра С=100 нФ.
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Рис. П.3. Практически полученные осциллограммы основных процессов преобразователя:
PG2,3;I2; Uc
Ток во вторичной обмотке I2 так же, как и в теории пульсирует между максимальным и минимальным значением. Ток конденсатора пульсирует между отрицательным и положительным значением, не имея постоянную
51 составляющую. Напряжение Uc пульсирует между максимальным и минимальным значением.
Моделирование в программе MATLAB подтвердило ранее выведенные теоретические формулы. Смоделированные диаграммы работы устройства схожи с диаграммами, представленными в теоретическом расчете.
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ВЫПУСКНАЯКВАЛИФИКАЦИОННАЯ РАБОТА
(бакалаврская работа)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
«Работа допущена к защите»
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г. уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Дата
Москва, 2021
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования
«Национальный исследовательский университет «МЭИ»
Институт
ИРЭ
Кафедра
ПЭ
ЗАДАНИЕ
НА ВЫПУСКНУЮ КВАЛИФИКАЦИОННУЮ РАБОТУ
(бакалаврскую работу)
Направление
11.03.04 Электроника и наноэлектроника
(код и наименование)
Направленность (профиль)
Промышленная электроника
Форма обучения
очная
(очная/очно-заочная/заочная)
Тема:
Двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения
Студент Эр-02-17 Голодникова Д.Н.
группа подпись фамилия и инициалы
Научный
руководитель
Кандидат Доцент Воронин И.П.
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Консультант
уч. степень должность подпись фамилия и инициалы
Зав. кафедрой к.т.н. доцент Асташев М.Г.
уч. степень звание подпись фамилия и инициалы
Место выполнения работы ФГБОУ ВО «НИУ «МЭИ», кафедра
Промышленной электроники
3
СОДЕРЖАНИЕ РАЗДЕЛОВ ЗАДАНИЯ И ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ
Разработать преобразователь постоянного напряжения с двумя линейными трансформаторами
Входное напряжение: 200В +/- 10%.
Номинальное выходное напряжение: 60В +/- 0.5%.
Диапазон регулирования: 50В - 70В.
Коэффициент пульсации выходного напряжения: 0,2В.
Минимальное значение потребляемого тока: 2А.
Максимальное значение потребляемого тока: 15А.
На выходе преобразователя использовать высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и LC-фильтр.
Нагрузка резистивная.
Частота коммутации 200 кГц.
ПЕРЕЧЕНЬ ГРАФИЧЕСКОГО МАТЕРИАЛА
Количество листов
Количество слайдов в презентации
РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА
1.Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника» Москва. Техносфера. 2005 г.
2. Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3. Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4. Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва. «МЭИ». 2007 г.
5. Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6. Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
Примечания:
1. Задание брошюруется вместе с выпускной работой после титульного листа (страницы задания имеют номера 2, 3).
2. Отзыв руководителя, рецензия(и), отчет о проверке на объем заимствований и согласие студента на размещение работы в открытом доступе вкладываются в конверт
(файловую папку) под обложкой работы.
4
СОДЕРЖАНИЕ
Введение
5 1.
Силовая часть преобразователя
6 1.1.
Выбор силовой схемы преобразователя
6 1.2.
Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
8 1.3.
Регулировочная характеристика
13 1.4.
Расчет элементов силовой части
14 1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
14 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
15 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
17 1.5.
Выбор компонентов
19 2.
Разработка системы управления преобразователем напряжения
20 2.1.
Требования к системе управления
20 2.2.
Выбор системы управления преобразователем
21 2.3.
Структура системы управления
24 2.4.
Расчет генератора запускающих импульсов
25 2.5.
Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
28 2.6.
Расчет усилителя ошибки
32 2.7.
Расчет компаратора
37 2.8.
Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП транзисторов
39 2.9.
Индикация режимов
43
Заключение
47
Список использованных источников
48
5
ВВЕДЕНИЕ
Преобразователь постоянного напряжения – электронный прибор, изменяющий величину входного сигнала. Он может использоваться в качестве устройства, повышающего или понижающего его значение.
Преобразователи напряжения находят применение как в виде автономного устройства, питающего потребителей энергией постоянного тока, так и могут быть источниками бесперебойного питания.
Двухтрансформаторные мостовые схемы известны достаточно давно.
Отличительная особенность двухтрансформаторной схемы рассмотренной в данной работе состоит в том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. На выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству.
Система управления ключами, как правило, имеет гальваническую развязку с силовой частью преобразователя и расположена на стороне высокого напряжения, активные переключающие элементы с драйверами также находятся на стороне высокого напряжения. С целью обеспечения высокой степени изоляции между низкой и высокой стороной напряжения актуальной задачей является применение гальванической развязкисистемы управления от низкой стороны напряжения.
6 1.
СИЛОВАЯ ЧАСТЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
1.1. Выбор силовой схемы преобразователя
При большом отличии значений напряжения источника питания от выходного напряжения, применяют преобразователи напряжения, в которых трансформаторы работают на повышенной частоте.
Применение трансформаторов позволяет осуществить гальваническую развязку входных и выходных цепей.
В схеме можно выделить два преобразователя: преобразователь на транзисторах, преобразующий постоянный ток в переменный, и выпрямитель на диодах, выпрямляющий переменный ток, который создается на вторичных обмотках. На выходе выпрямителя включен фильтр, сглаживающий пульсацию выходного напряжения. Регулирование выходного напряжение осуществляется изменением коэффициентов заполнения включенного состояния ключей преобразователя напряжения. Структура преобразователя представлена на рис.1.1.
Рис.1.1 Структурная схема преобразователя
Схема может быть выполнена в виде однотактного или двухтактного преобразователя. Применение однотактной схемы ограничивается областями малых мощностей и невысоких требований к удельным массогабаритным показателям преобразователя. Двухтактный преобразователь работает в симметричном режиме без подмагничивания, в отличие от однотактного. С
7 другой стороны, двухтактные преобразователи характеризуются повышенной сложностью силовой части и системы управления.
Выбор схем двухтактных преобразователей и выпрямителей зависит от уровня напряжения на первичной и вторичной сторонах преобразователя.
При высоких напряжениях источника питания предпочтение отдается полумостовым и мостовым схемам двухтактных преобразователей напряжения. В полумостовой схеме первичная обмотка одна, что упрощает изготовление этой схемы, но, с другой стороны, данная схема требует два источника питания на входе, что часто не применимо на практике. Данную проблему можно решить, используя конденсаторный делитель, что в свою очередь избавит нас от проблемы двух источников питания, но в то же время увеличит токи транзисторов в два раза. В мостовой схеме также только одна первичная обмотка, напряжение на запертом ключе не превосходит Uт=Uвх.
Трансформированное напряжение поступает на неуправляемый выпрямитель. Он может быть выполнен с помощью мостового преобразователя или схемы со средней точкой. В схеме со средней точкой содержится 2 диода, а в мостовой схеме их в 2 раза больше, что увеличивает массогабариты преобразователя. В мостовой схеме на запертом диоде приложено напряжение вдвое меньше чем в схеме с нулевым выводом.
В любой момент времени в мостовой схеме проводят ток два диода, а в схеме со средней точкой только один диод, то есть при одном и том же токе потери в диодах в схеме со средним выводом в 2 раза меньше. Применяя схему с нулевым выводом, можно использовать меньшее количество диодов, что уменьшает габариты преобразователя.
Выпрямитель может быть выполнен по схеме с нулевым выводом, если значения выходных напряжений малы, в остальных случаях возможно применение мостовой схемы. С другой стороны, в мостовой схеме вдвое большее число диодов, что увеличивает стоимость преобразователя.
Выбираем схему выпрямления с нулевым выводом.
8 1.2. Расчет основных процессов, происходящих в преобразователе
Рис.1.2 Принципиальная схема преобразователя
Оба трансформатора имеют одинаковую конструкцию и выполняют функцию дросселей, поэтому на выходе ставится только С фильтр, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству. Принцип работы основан на том, что магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением. Аналогично изменяется и магнитодвижущая сила F, так как трансформатор линейный.
При анализе предполагается, что силовые трансформаторы выполнены одинаково, их обмотки не имеют индуктивности рассеяния, силовые транзисторы и диоды ведут себя как идеальные ключи, индуктивности намагничивания силовых трансформаторов линейны и приведены к первичным обмоткам, выходной конденсатор — неограниченно большой емкости.
Проведем расчет основных процессов, происходящих в данном преобразователе, которые позволяют выбрать элементы силовой схемы.
9
Пусть T1, T4 замыкаются (D1 проводит, D2 закрыт) в течение0 < ???? <
????????
2
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Тогда
????????21 = −????вых
????????11 = −
????вых
????
где n – коэффициент трансформации
????????12 = ???? −
????вых
????
????????22 = ???? ∙ ???? − ????вых
Отсюда видно, что магнитный поток уменьшается в Tr1 и увеличивается в Tr2(трансформатор Tr1 отдает энергию, а трансформатор
Тr2 накапливает). Ток течет по обмоткам: w
1-1
, w
1-2
, w
2-1
Уравнение для МДС:
Tr1:
−????1 ∙ ????11 + ????
????21
∙ ????21 = ????1
Tr2:
????1 ∙ ????12 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????????21:
????
????21
=
????1 + ????
????11
????21
=
????1 + ????1 ∙ ????11
????21
Примем:
????11 = ????12 = ????1
10
????21 = ????22 = ????2
Тогда:
????
????21
=
????1 + ????2
????2
В данном интервале трансформатор Тр1 передает энергию на выход,
Тр2 работает как дроссель, сдерживая нарастание тока в первичной цепи.
На следующем интервале времени
????????
2
< ???? <
????
2
все транзисторы закрыты. Начинает проводить D2, одновременно с D1.
????
????21
= −????вых
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????
????21
∙ ????2 = ????1
Tr2:
????
????22
∙ ????2 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????2:
????2 = ????
????21
+ ????
????22
=
????1 + ????2
????21
Следовательно, Tr1 и Tr2 отдают энергию, а значит, что магнитный поток уменьшается.
Далее открываются транзисторы VT2, VT3 . В течение
????
2
< ???? <
????
2
+
????????
2
D2 проводит, D1 – нет. Магнитный поток уменьшается в Tr2 и увеличивается в Tr1.
Тогда
????
????21
= ???? ∙ ???? − ????вых
????
????12
= −
????вых
????
????
????11
= ???? −
????вых
????
????
????22
= −????вых
Уравнение для МДС:
Tr1:
????1 ∙ ????11 = ????1
11
Tr2:
−????1 ∙ ????12 + ????
????22
∙ ????22 = ????2
Из этой системы уравнений выразим ????
????22
:
????
????22
=
????1 + ????2
????2
На интервале ????/2 + ????????/2 < ???? < ???? транзисторы закрываются.
Начинает проводить D1, одновременно с D2, что повторяет интервал????????/
2 < ???? < ????/2, для которого
????2 =
????1 + ????2
????21
Таким образом, на каждом интервале регулирования ток во вторичной обмотке зависит только от магнитодвижущих сил обмоток, а точнее от изменения магнитных потоков в трансформаторах Tr1 и Tr2.
Найдем характер изменения магнитных потоков в явном виде.
Связь магнитного потока и напряжения:
????Ф
????????
=
????
????
Таким образом, для интервала 0 < ???? < ????????/2:
????Ф2
????????
= −
????вых
????2
????Ф1
????????
=
???? −
????вых
????
????1
Построим соответствующие осциллограммы для иллюстрации результата расчета.
12
Рис.1.3 Осциллограммы основных процессов преобразователя
13 1.3. Регулировочная характеристика
Рассмотрим уравнения вольт-секундного баланса:
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
= ????вых ∙ (
(1 − γ)T
2
+
T
2
)
????????
2
- время, когда магнитный поток увеличивается, идет накопление энергии.
(1−????)????
2
+
????
2
- время, когда магнитный поток уменьшается, идет вывод энергии.
Тогда регулировочная характеристика преобразователя будет выглядеть следующим образом:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Реальное выходное напряжение преобразователя в зависимости от управляющего сигнала получается меньше, чем предсказывает это соотношение. Основные причины — падение напряжения на открытых силовых транзисторах и диодах, печатных проводниках платы; влияние индуктивности рассеяния обмоток силовых трансформаторов.
Построим регулировочную характеристику:
Рис.1.4 Регулировочная характеристика преобразователя
14 1.4. Расчет элементов силовой части
1.4.1. Выбор коэффициента трансформации и расчет диапазона изменения коэффициента заполнения.
Коэффициент трансформации n, предельные значения коэффициента заполнения γ
min
и γ
max
определяются при использовании регулировочной характеристики преобразователя напряжения.
Полученная регулировочная характеристика позволяет сделать первое приближение при выборе n в самом тяжелом режиме – γ=γ
max
,
E=E
max
:
????
0
=
2????вых
????????????
????
????????????
∙ ????
????????????
Пусть максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
????
0
=
2 ∙ 70 В
0,8 ∙ 220 В
= 0,8
Определим минимальный коэффициент заполнения:
????
????????????
=
2????вых
????????????
????
0
∙ ????
????????????
∙=
2 ∙ 50 0,97 ∙ 180
= 0,57
15 1.4.2. Расчет пульсаций тока в выходном фильтре
Пульсации выходного тока определяются индуктивностью намагничивания силового трансформатора.
∆???? =
(???? ∙ ???? − ????вых) ∙
γT
2
????
????
Пульсации тока в первичной и вторичной обмотке:
∆????
1
= I
1????????????
− I
1????????????
∆????
2
= I
2????????????
− I
2????????????
∆????
1
= ∆????
2
= ∆????
Тогда пульсации суммарного тока:
∆????
????
= ∆I
1
− ∆I
2
∙
γT
2
(1−γ)T
2
+
T
2
= ∆???? ∙
1 − ????
1 −
????
2
Коэффициент пульсации выходного напряжения: ΔUвых=0,2В.
Диапазон регулирования выходного напряжения: 50В - 70В.
Максимальное значение потребляемого тока Iвых мах
=15А, тогда пульсации в выходном фильтре не должны превышать величины:
∆????
????
≤
ΔUвых
Uвых min
Iвых
????????????
=
0,2В
50В
15А
= 0,06 А
Из регулировочной характеристики нам известно:
????вых = ???? ∙ ???? ∙
????
2
Тогда формула для пульсаций выходного тока примет вид:
∆????
????
=
???? ∙ ????(1 − ????) ∙
γT
2
????
????
Определим индуктивность намагничивания из формулы для нахождения ∆????
????
:
????
????
=
???? ∙ ???? ∙ (1 − ????) ∙
γ
2
∆????
????
∙ ????
16
????
????
=
0,8 ∙ 220В ∙ (1 − 0,57) ∙
0,57 2
0,06А ∙ 200 ∙ 10 3
Гц
= 1,8 мГн
Пусть количество витков на первичной стороне w
1
=10 витков.
????2 = ???? · ????1 = 0,8 · 10 = 80 витков
ОпределимLmag по формуле:
???????????????? =
????
????
????2 2
=
1,8 80 2
= 2,8 ∙ 10
−4
мГн
17 1.4.3. Расчет пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра
Теперь снимем допущение о том, что пульсации на выходном конденсаторе бесконечно малы. Ток в конденсаторе фильтра С
ф
— это ток, определяемый как переменная составляющая тока I
2
Рис.1.5 Осциллограммы тока и напряжения на конденсаторе фильтра
Амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе
С
ф определяется средним током заряда за четверть периода T.
Переменная составляющая напряжения на конденсаторе:
????
= ∆????вых =
∆????
????
4
∙
????
4
????
=
∆????
????
16 ∙ ???? ∙ ????
Отсюда найдем емкость конденсатора:
???? =
0,06 16 ∙ 0,2В ∙ 200 ∙ 10 3
= 93,75 нФ
18
Таким образом, согласно данному расчету, при полученных значениях индуктивности намагничивания и емкости фильтра пульсации напряжения на выходе должны быть меньше требуемых.
19 1.5. Выбор компонентов
Напряжение на запертом транзисторе определяется из исходной схемы и не превосходит напряжения питания Е.
????кэ ≤ ????
????????????
= 220 В
Выбираем МДП транзисторы типа
КП440:
Vси max
=500В
Ic=30А
td(on)= 25 нс
td(off)= 275 нс
tf =175 нс
tr=20 нс
Rjc =0,75 ˚C/Вт
Напряжение на запертом диоде U
D определяется из исходной схемы.
Выбираем диод типа Her106 фирмы ST Microelectronicsс параметрами:
Vобр max
=600 В, Iобр max
=5 мкА, tвосст =70 нс.
Следует учитывать выброс на диоде при его запирании. Независимо от типа диода (диод с p-n переходом или диод Шоттки) выброс будет тем больше, чем больше индуктивность рассеяния силового трансформатора.
Полученные значения параметров Cф и Lmag округляем до ближайших согласно ряду номиналов конденсатора и индуктивности.
C
фрасч
=93,75 нФ, ближайший номинал конденсатор полипропиленовый
К73-17 имп, 0.1 мкФ, 100 В, 5%, POLYESTER BOXED, B32529C1104J000,
Конденсатор металлопленочныйСф=100нФ.
Максимальное рабочее напряжение 100В.
???????????????? = 2,15 ∙ 10
−4
мГн
, ближайший номинал постоянной индуктивности серии FCUL0624-H-R22M=P3, Wirewound Inductor, 220 нГн,
0.001498 Ом, I
макс dc
=24 А,Lmag= 0,22 мкГн.
Активное сопротивление R
L
= 0,0015Ом.
Рабочая температура T = -40…125˚C.
20 2.
РАЗРАБОТКА СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ
НАПРЯЖЕНИЯ
2.1. Требования к системе управления
Требования к системе управления такие: считаем, что СУ – идеальная.
Система управления предназначена для генерирования управляющих импульсов на частоте 200 кГц, заданной величины, формы, с целью регулирования параметров преобразователя в соответствии с управляющим сигналом.
В соответствии с регулировочной характеристикой мы знаем, что величина выходного напряжения прямо пропорциональна изменению коэффициента заполнения ???? и входного напряжения E. Выходное напряжение может изменяться от 59,7 до 60,3 В, а напряжение на входе имеет разброс от 180 до 220 В. Коэффициент заполнения будет изменяться от
0,8 до 0,65, мы будем регулировать напряжение на нагрузке.
Также необходимо следить за тем, чтобы точность поддержания среднего уровня выходного напряжения была не менее +- 0,5%. При этом при увеличении выходного напряжения должно происходить уменьшение коэффициента заполнения, а при уменьшении выходного напряжения - увеличение коэффициента гамма.
В техническом задании также указаны максимальный и минимальный токи нагрузки (2 и 15А). При выходе за эти рамки должен подаваться сигнал на индикаторы.
Структурная схема системы управления представлена на Рис.2.1.
Регулирование уровня выходного напряжения преобразователя осуществляется изменением ширины импульсов, управляющих работой ключевого коммутирующего элемента. Стабилизация выходного напряжения реализуется путем использования обратной связи: при изменении выходного напряжения происходит автоматическое изменение ширины импульсов.
21 2.2. Выбор системы управления преобразователем
В зависимости от используемой элементной базы системы управления выполняются аналоговыми, цифровыми и цифро-аналоговыми. Аналоговые регуляторы реализуются на основе операционных усилителей, цифровые - на основе специализированных вычислительных устройств или микропроцессоров. Аналоговые регуляторы АР преобразуют только аналоговые сигналы, являющиеся непрерывными функциями времени. Для реализации
АР операционный усилитель включается по схеме суммирующего усилителя с отрицательной обратной связью.
Аналоговая система управления наиболее проста в производстве, что даёт ей низкую стоимость.
Она характеризуется отсутствием дополнительных преобразований в цифровой сигнал, что даёт ей большее быстродействие по сравнению с цифровой. Она обладает устойчивостью к электромагнитным помехам, стабильностью работы при низких и высоких температурах окружающей среды, без каких-либо дополнительных климатических установок.
Цифровая система управления обладает возможностью изменения логики работы при помощи перепрошивки программы, что невозможно в аналоговой СУ без замены платы управления, изменения коэффициентов, динамических характеристик программным путём. Но также наряду с достоинствами она обладает такими недостатками, как помехонеустойчивость, невозможность функционирования при низких и высоких температурах окружающей среды без климатической системы контроля.
Существует несколько распространенных типов аналоговых систем управления на основе регуляторов, таких как П-регулятор, И-регулятор и различные типы их вариаций.
Принцип действия пропорционального регулятора заключается в том, что регулятор вырабатывает управляющее воздействие на объект
22 пропорционально величине ошибки (чем больше ошибка, тем больше управляющее воздействие). Структурная схема П-регулятора представлена на рис.2.1. Данный регулятор обладает практически мгновенным быстродействием, время реагирования на отклонение исходного напряжения от опорного значения определяется звеньями, которые входят в состав пути передачи сигнала от датчика напряжения до силовой части преобразователя.
Но, с другой стороны, слишком быстрая и сильная реакция на изменение напряжения может привести к выходу преобразователя из устойчивого режима работы. П-регулятор будет регулировать напряжение с некоторой заданной точностью, это означает, что напряжение ошибки никогда не будет равно нулю.
Рис.2.1. Схема пропорционального регулятора
Интегрирующий регулятор вырабатывает управляющее воздействие пропорционально интегралу от ошибки. Структурная схема интегрального регулятора представлена на рис.2.2. У И-регулятора быстродействие определяется интегрирующей цепью, то есть резистором и конденсатором, входящими в состав интегратора. Он обладает худшим по сравнению с П- регулятором быстродействием, но, с другой стороны, напряжение ошибки стремится к нулю, что улучшает точность регулирования. Также система управления такого типа более устойчива.
23
Рис.2.2. Схема регулятора интегрального типа
Наиболее распространена цифровая схема управления на основе регулятора последовательного приближения. Структурная схема такого регулятора представлена на рис.2.3. Регулятор последовательного приближения состоит из двух счетчиков СТ1 и СТ2, первый тактируется от генератора большой частоты, примерно в 10 раз больше частоты второго генератора. Таким образом, первый счетчик является цифровым ГЛИНом, второй управляющим сигналом. Второй счетчик считает вверх, пока напряжение с датчика напряжения не достигнет значения опорного, затем он считает вниз. Быстродействие данного регулятора зависит от амплитуды сигнала датчика напряжения и частоты тактирования сигнала управления.
Рис.2.3. Схема регулятора последовательного приближения
24 2.3. Структура системы управления
Рис.2.4. Структурная схема системы управления
Сигналы снимаются датчиками тока ДТ и напряжения ДН с нагрузки.
Сигнал с датчика напряжения ДН подается на усилитель ошибки УО, который сравнивает его с опорным напряжением и подает усиленный сигнал на компаратор К. Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Сигнал с ГЛИН подается на второй вход компаратора. В момент сравнения усиленного сигнала с УО и с ГЛИН компаратор К вырабатывает импульс, подающийся на формирователь импульсов ФИ. ФИ формирует сигнал, который при увеличении выходного напряжения должен уменьшать коэффициент заполнения, а при уменьшении выходного напряжения – увеличить.
Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых режимов.
25 2.4. Расчет генератора запускающих импульсов
Генератор запускающих импульсов G будет реализован на основе мультивибратора на таймере 555. Напряжение питания таймера +15V, ток потребления 10 мА. Принципиальная схема генератора представлена на
Рис.2.5.
Рис.2.5. Схема генератора
Мультивибратор — это генератор импульсов прямоугольной формы.
Мультивибратор выполняет функцию задающего генератора, формирующего запускающие входные импульсы для последующих узлов.
Автоколебательный режим создается благодаря подключению времязадающей цепи. Рабочий цикл таймера в режиме мультивибратора определяется суммарным временем заряда конденсатора С1 от U
пит
/3 до
2U
пит
/3 и временем разряда от 2U
пит
/3 до U
пит
/3. Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.6.
26
Рис.2.6. Временные диаграммы работы мультивибратора
Частота коммутации ключей 200 кГц. С мультивибратора поступают короткие запускающие ГЛИН импульсы, поэтому примем время импульса
300 нс. Период коммутации ключей ???? = 1/???? = 5 мк????, значит период работы мультивибратора в 2 раза меньше. Возьмем время импульса достаточное для мертвого времени:
????
и
= 0,5 мкс
Тогда время паузы:
????
п
= ???? − ????
и
= 2 мкс
Заряд конденсатора:
Постоянная времени зарядки конденсатора С
1
:
???? = С
1
∙ ????
2
Уравнение заряда конденсатора С
1
(с уровня 1/3U
пит до уровня 2/3U
пит
):
????
????
(????) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????
????
2
????
1
⁄
)
????
????
(????
и
) =
1 3
Uпит ∙ ????
−????и
????
2
????
1
⁄
+ ???? ∙ (1 − ????
−????и
????
2
????
1
⁄
) = 2Uпит/3
Время импульса:
????
и
= ????
2
????
1
ln
Uпит −
1 3
Uпит
Uпит −
2 3
Uпит
= ????
2
????
1
ln 2 = 0,5 мкс
27
Разряд конденсатора:
Постоянная времени разряда конденсатора С
1
равна:
????р = ????
1
????
1
Уравнение разряда конденсатора С
1
(уровня 2/3U
пит до уровня 1/3U
пит
):
????
????
(????) =
2 3
Uпит ∙ ????
−τр
????
1
????
1
⁄
????
????
(????
п
) =
2 3
Uпит ∙ ????
−????п
????
1
????
1
⁄
= Uпит/3
Время паузы, поступающей на конденсатор С
1
:
????
п
= ????
1
????
1
ln (
2 3
Uпит
1 3
Uпит
) = ????
1
????
1
ln 2 = 2 мкс
Найдем отношение номиналом резисторов R
1
,R
2
:
????
п
????
и
=
????
1
????
2
=
2 0,5
= 4
Примем R
2
=1 кОм, тогда R
1
=4 кОм.
Рассчитаем емкость конденсатора С
1
из формулы нахождения времени паузы:
????
п
= ????
1
????
1
ln 2 → ????
1
=
????
п ln 2 ∙ ????
1
=
2 ∙ 10
−6
ln 2 ∙ 4 ∙ 10 3
= 0,72 нФ
Выбираем Конд.кер.диск.К10-7В С=820 пФ,U
max
= 50В,+/-10%
28 2.5. Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения
Генератор линейного изменяющегося напряжения (ГЛИН) — импульсное устройство, в выходном напряжении которого имеется участок, линейно изменяющийся во времени. Схема ГЛИН показана на Рис.2.7.
Рис.2.7. Схема ГЛИН
Схема состоит из времязадающего конденсатора С
2
, операционного усилителя и транзисторного ключа VT
1
. Выбираем операционный усилитель
140УД7, напряжение питания ±15V, ток потребления 3,5 мА. На вход транзисторного ключа подается последовательность прямоугольных импульсов с заданным интервалом между импульсами и длительностью.
Принцип получения пилообразного напряжения заключается в медленном заряде (или разряде) конденсатора через большое сопротивление во время прямого хода и в быстром его разряде (или заряде) через малое сопротивление во время обратного хода.
29
Если постоянная времени заряда достаточно большая, т.е. существенно больше периода следования прямоугольных импульсов, напряжение на конденсаторе нарастает линейно.
Осциллограммы работы блока представлены на Рис.2.8.
Рис.2.8. Временные диаграммы работы ГЛИН
Выходное напряжение ГЛИН - напряжение, усиленное операционным усилителем. Операционный усилитель охвачен положительной обратной связью (R4, R5) и отрицательной обратной связью (R6,R7). Обеспечение быстрого обратного хода осуществляется за счет быстрого разряда конденсатора С
2
током коллектора VT
1
Максимальный допустимый ток базы биполярного транзистора n-p-n–
КТ315Б I
бmax
=2 мА. Отсюда найдем сопротивление резистора R
3
????
3
=
Uпит
Iб
max
=
15 2
= 7,5кОм
Запишем уравнение изменения напряжения на участке обратного хода:
????
????2
(????) = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????
????
Отсюда найдем:
30 0 = ????
????2
????????????
− ????
????
∙
????о
????
2
????
????2
????????????
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
2
∙ ????
3
Отсюда найдем емкость конденсатора С
2
. Возьмем время обратного хода возьмем 10% от времени импульса.
????о = 0,05 мкс
ДляVT1:
????
????????1
????????????
= 50
Приняв U
cmax
=5В, найдем С
2
:
????
2
= ????о ∙ ????
????????1
????????????
∙
????????
????
3
∙ ????
????2
????????????
= 0,05 ∙ 10
−6
∙ 50 ∙
15 7,5 ∙ 10 3
∙ 5
= 1 нФ
Выбираем
Кер.чип.конд.
0402
X5R
1нФ
16В
10%,
GRM155R61C102KA01D. С=1 нФ, Uраб=16 В.
На интервале t пр прямого хода операционный усилитель работает в линейном режиме. Для цепи обратной связи можно записать уравнение:
????
вых
= ????
????
∙
????
6
+ ????
7
????
6
Можно записать выражение для тока цепи обратной связи по неинвертирующему входу:
???????? =
???????? − ????
????2
????
4
−
????
????2
− ????
выхМВ
????
5
Зная, что ic =
Cduc dt
, запишем: duc
2
dt
+
????
????2
С
(
1
????
4
−
????
7
????
6
????
5
) =
1
С
2
????????
????
4
Если
1
????
4
<
????
7
????
6
????
5
кривая U
c2
вогнутая, если
1
????
4
>
????
7
????
6
????
5
- выпуклая, если
1
????
4
=
????
7
????
6
????
5
то U
c2
– линейная прямая.
Решив это уравнение, найдем функцию изменения напряжения на конденсаторе С
2
:
31
????
????2
(????) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????
Отсюда найдем R
4
:
????
????2
????????????
(????пр) =
1
С
2
????
4
???????? ∙ ????пр → ????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
Зная, что tпр = ????
п
= 2 мкс:
????
4
= ???????? ∙
????пр
С
2
∙ ????
????2
????????????
= 15 ∙
2 ∙ 10
−6 1 ∙ 10
−9
∙ 5
= 6 кОм
Так как необходимо выполнение условия
1
R
4
=
R
7
R
6
R
5
, примем:
R
4
= R
6
= 6 кОм
R
7
= R
5
Пусть U
выхmax
=10 В. Тогда запишем соотношение сопротивлений R
4
, R
5:
R
7
R
6
=
????
вых
????????????
????
????2
????????????
− 1 =
10 5
− 1 = 1
R
7
= 1 ∙ R
6
= 6 кОм
32 2.6. Расчет усилителя ошибки
Схема усилителя ошибки представлена на Рис.2.9.
Рис.2.9. Схема усилителя ошибки
На один вход усилителя ошибки подается напряжение с источника опорного напряжения Uоп, на другой вход подается напряжение с датчика напряжения нагрузки Uдн.
Выбираем датчик напряжения на основе эффекта Холла LV25-P. Схема датчика напряжения представлена на рис.2.10. Он обладает такими достоинствами как гальваническая развязка, высокой точностью, может работать на постоянном и переменном напряжении.
Нагрузка преобразователя оказывается гальванически развязана с системой управления.
Рис.2.10. Схема датчика напряжения
33
Во внешней цепи стоит резистор Rдн для образования контура протекания тока через датчик. Величина этого резистора выбирается исходя из номинального входного тока датчика 10 мА.
????
дн
=
????
н
????????????
????дн
=
70 10
= 7кОм
Для преобразования выходного тока в напряжение используется нагрузочный резистор R
нг
. Коэффициент преобразования датчика равен
I
вых
/I
вх
=2,5. Пусть R
нг
=17,5 кОм.
Тогда напряжение на выходе датчика при максимальном и минимальном напряжении нагрузки:
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 70 2,5 ∙ 7
= 70 В
????
дн
????????????
=
????
нг
????
н
????????????
2,5????
дн
=
17,5 ∙ 50 2,5 ∙ 7
= 50 В
Если на нагрузке напряжение будет отличным от опорного, то на выходе появится разница напряжений или напряжение ошибки. Выбираем в качестве операционного усилителя микросхему 140УД7, напряжение питания ±15V, максимальный ток потребления 6 мА.
Минимальный и максимальный коэффициент заполнения γ
max
=0,8
,
????
????????????
= 0,57
Напряжение на выходе ГЛИН максимально возможно:
????
вых
????????????
= 10 В
Напряжение на выходе ГЛИН изменяется по закону:
????
вых глин
= ????
вых
????????????
∙
????
????
Тогда в момент t=t и в момента сравнения двух уровней ????
УО
и ????глин произойдет срабатывание компаратора, который вырабатывает импульс включающий систему формирователя импульсов транзисторов:
????
УО
= ????
вых
????????????
∙ ????
и
/????
Таким образом, коэффициент заполнения можно выразить через напряжение усилителя ошибки и напряжение на выходе ГЛИН:
34
???? = ????
УО
/????
вых
????????????
Найдем напряжение на выходе усилителя ошибки для случая максимального и минимального коэффициента заполнения:
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,8 ∙ 10 = 8 В
????
УО????????????
= ????
????????????∙
????
вых
????????????
= 0,57 ∙ 10 = 5,7 В
По заданию диапазон регулирования при E=200 В50В - 70В +/- 0.5%.
Таким образом, при Uн=70 В коэффициент заполнения γ= γ
max
, при Uн=50 В коэффициент заполнения γ= γ
min
. Отобразим это на рис.2.11.
Рис.2.11. Зависимость напряжения на выходе усилителя ошибки от напряжения нагрузки в номинальном режиме
Среднее значение напряжения на выходе усилителя:
????
УО
=
????
УО????????????
+ ????
УО????????????
2
= 6,85 В
Пусть опорное напряжение равно U
оп
= 9,4 В.
Зная напряжение обратной связи U
ос
, подберем номиналы резисторов делителя R
8
, R
9
. Напряжение нагрузки с напряжением с делителя связаны соотношением:
????
ос
= ????
дн
∙
????
9
????
8
+ ????
9
35
Для номинального режима при U
н
=60 В зная отношение значений этих напряжений, найдем сопротивление резисторов делителя:
????
ос
????
дн
=
9,4 60
=
????
9
????
8
+ ????
9
= ????
дел
Пусть R9=0,1 кОм, тогда R8=0,54 кОм.
Для случая E=220 В найдем напряжение на выходе блока усилителя ошибки. Регулировочная характеристика имеют следующий вид:
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
Тогда напряжение нагрузки в этом режиме:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,685 2
= 60,3 В
Напряжение обратной связи:
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 60,3 ∙ 0,157 = 9,47 В
Гамма должна уменьшиться до минимального значения, чтобы напряжение на выходе спало. Напряжение усилителя ошибки при минимальном коэффициенте заполнения равно U
УО
= 5,7 В.
Напишем соотношение для напряжения на выходе блока U
УО
:
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4 (1 +
????
12
????
10
) − 9,47 ∙
????
12
????
10
= 5,7 В
????
12
????
10
= 52,9
Тогда напряжение на нагрузке станет:
????н = 0,8 ∙ 220 ∙
0,57 2
= 50,16 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть Е=180 В.
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,685 2
= 49,3 В
36
????
ос
= ????
н
∙
????
9
????
8
+ ????
9
= 49,3 ∙ 0,157 = 7,74 В
Гамма должна увеличиться до максимального значения, чтобы напряжение на выходе увеличилось.
????
УО
= ????
оп
(1 +
????
12
????
10
) − ????
ос
∙
????
12
????
10
????
УО
= 9,4(1 + 52,9) − 7,74 ∙ 52,9 = 97,2 В
Напряжение на выходе операционного усилителя не может превышать напряжение питания, поэтому:
????
УО
= 15 В
Таким образом, при таком режиме коэффициент заполнения стремится к 1, но ограничен сверху мертвым временем 0,5 мкс, что соответствует коэффициенту заполнения ???? = 0,9 . Тогда напряжение нагрузки станет равным
????н = 0,8 ∙ ???? ∙
????
2
= 0,8 ∙ 180 ∙
0,9 2
= 64,3 В
, что входит в диапазон регулирования.
Пусть R10=1 кОм, тогда R12=52,9 кОм.
Рассчитаем значение резистора ????
11
. Для этого выберем стабилитрон
VD1. Напряжение стабилизации U
ст
=U
пит
-U
оп
=15-9,4=5,6 В. Выбираем стабилитрон BZV55C5V6U
ст
=5,6 В при I
ст
=5мА. Для тока стабилизации запишем соотношение:
????
ст
=
????
пит
− ????
ст
????
11
Отсюда найдем сопротивление резистора R11:
????
11
=
????
пит
− ????
ст
????
ст
=
15 − 5,6 5 ∙ 10
−3
= 1,88 кОм
37 2.7. Расчет компаратора
Схема компаратора представлена на рис.2.12.
Рис.2.12. Схема компаратора
Выбираем в качестве компаратора микросхему 521CA3. На один вход компаратора подается сигнал с ГЛИН, на второй вход сигнал с выхода усилителя ошибки. На входе компаратора происходит сравнение двух сигналов и в момент срабатывания компаратор вырабатывает импульс, выключающий формирователь импульсов, отпирающих и запирающих транзисторы. Так как осуществляется отрицательная обратная связь по выходному напряжению, то при увеличении выходного напряжения происходит уменьшение коэффициента заполнения. И, наоборот, при уменьшении напряжения нагрузки происходит увеличение коэффициента ????.
Соответствующие диаграммы работы блока представлены на Рис.2.13.
38
Рис.2.13. Диаграммы работы компаратора
При напряжении питания E=220 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= −15 В. Уровень сравнения компаратора равен -15В, что соответствует нулевому коэффициенту заполнения. Таким образом, при достижении напряжении питания 220 В, транзисторы не проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке уменьшается.
При напряжении питания E=180 В напряжение на выходе усилителя ошибки равно ????
УО
= 15 В. Уровень сравнения компаратора равен 15В, что соответствует максимальному коэффициенту заполнения, то есть транзисторы проводят в течение всего периода и напряжение на нагрузке возрастает.
39 2.8. Расчет формирователя импульсов и драйверов силовых МДП –
транзисторов
Осциллограммы основных процессов преобразователя представлены на рис.1.3. Силовые ключи 1,4, а также 2,3 управляются в противофазе.
С компаратора сигнал поступает на формирователь импульсов ФИ.
Задача ФИ разделить импульсы на два входа управления для ключей 1,4 и ключей 2,3. Это реализуется с помощью Т-триггера, сигналом тактирования которого будет сигнал с выхода компаратора. Схема ФИ представлена на рис.2.14. В качестве Т-триггера выбираем микросхему К555ТМ2, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8мА. В качестве логического элемента ‘И’ выбираем микросхемы К555ЛИ1, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 8,8 мА.
Рис.2.14. Схема формирователя импульсов
Осциллограммы работы блока представлены на рис.2.15.
Рис.2.15. Временные диаграммы работы блока ФИ
40
Сигналы 1,4 – это сигналы управления ключами Т1, Т4, сигналы 2,3- сигналы управления ключами Т2, Т3. Они поступают на драйвер силовых
МДП транзисторов. Быстродействующие драйверы, способные управлять как нижними, так и верхними ключами, выпускаются серийно. Нам необходим драйвер высоковольтных, высокоскоростных
МДП-транзисторов с независимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Выберем драйвер IR2101, напряжение питания +15V. Сигналы 1,2 и 3,4 на драйвер.
Схема драйвера представлена на рис.2.16. У драйвера общая с силовыми ключами земля.
Рис.2.16. Схема драйверов правого и левого плеча
Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO. При подаче напряжения LIN на выходе LО формируется потенциал VCC, что приводит транзистор Т2 в режим
41 насыщения. Потенциал VS становится связанным с нулем, бутстрепная емкость Cб начинает заряжаться, по контуру VСС-VD2-Cб-T2-COM начинает протекать ток заряда конденсатора.
После снятия сигнала с LO, через время, равное минимально t dt
, подается сигнал с НО. С потенциалом VS объединяется отрицательно заряженный электрод Сб, то есть отрицательный электрод подключается к истоку Т1. Положительный электрод конденсатора Сб соединен с выходом
НО. Энергия из бутстрепной емкости начинает поступать через затворный резистор в затворную емкость транзистора Т1. Транзистор включается.
Для выключения транзистора Т1 драйвер внутренними средствами размыкает выводы VB и НО и подключает НО к VS. Образуется контур для разряда затворной емкости транзистора Т1: Затвор-R13-HO-VS-Исток.
Диоды VD2, VD3 должны быть высоковольтными, так как на катоде этих диодов падает напряжение Uк=E200В, на анодах напряжение питания драйвера Uа15В. Также диод должен работать с частотой коммутации ключей 200кГц. Выберем диод BYG20G-E3\Tr с временем восстановления
75нс. Максимальное обратное напряжение 400 В.
Для регулирования скорости переключения силового ключа подключение драйвера к затвору транзистора обязательно осуществляется через затворный резистор.Затворный резистор расположен в цепи между драйвером силового транзистора и затвором самого транзистора. Выходными сигналами драйвера являются сигналы, совместимые как с ТТЛ, так и с
КМОП логикой. Примерный диапазон затворных резисторов 10-100 Ом.
Микросхема драйвера имеет максимальный выходной ток 210 мА. Если ток затвора при открытии/закрытии ключа превысит значение максимального выходного тока, то драйвер может выйти из строя, поэтому, в данном случае, затворный резистор ограничит выходной ток драйвера. Рассчитаем затворный резистор:
????
????
=
Uвых
Iвых max
=
20 0,210
= 95 Ом
42
Конденсатор С
3
, С
5
выбирается как емкость по питанию драйверов, достаточным будет взять С
3
= 0,1 мкФ.
Выбираем К73-17 имп, С=0.1 мкФ, U
max
=250 В, 5%, POLYESTER
BOXED, B32521C3104J000, Конденсатор металлоплёночный.
Емкости С
4
, С
6
называются буферными, они должны выбираться в 10 раз больше входной затворной емкости транзистора Cg.
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ С
????
Для выбранного типа транзисторов КП440Cg=1300 пФ.
Тогда найдем буферные емкости:
С
4
= С
6
≥ 10 ∙ 1300 = 13 нФ
Выбираем ближайший номинал в большую сторону.С
4
= С
6
= 15 нФ
Выбираем конденсатор 0,015мкф X7R U
max
=250 В 10% (0805) Чип керам,конденсатор TCC0805X7R153K251DT
43 2.9. Индикация режимов
При выходе за рамки максимального и минимального тока должен подаваться сигнал на индикаторы. Сигнал с датчика тока поступает на компаратор К, на второй вход которого поступает опорный сигнал. К сравнивает эти два сигнала и подает сигнал на включение индикаторов, отвечающих за индикацию недопустимых и аварийных режимов. Выбираем датчик тока на базе датчика Холла ACS712ELCTR-20A-T с гальванической развязкой, диапазон измеряемых токов ±20А, напряжение питания +5V, максимальный ток потребления 10 мА. Схема датчика представлена на рис.2.17.
Рис.2.17. Схема датчика
Конденсатор C
ф1
выбирается равным 0,1 мкФ, C
ф2
выбирается равным
1нФ.
Выбираем в качестве C
ф1
Конденсатор электролитический 0.1мкФ КЭ
0,10\ 6,3\AXI 3x 8\\+85C\Al\2L\К53-14\ C
ф1
=
0,1 мкФ, U
раб
=6,3 В.
Выбираем в качестве C
ф2
Кер.чип.конд. 0402 X5R 1нФ 6.3В 10%,
GRM155R60J102KA01D.C
ф2
=
1нФ, U
раб
=6,3 В.
В задании указан максимальный ток нагрузки 15 А. При увеличении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод VD4.
44
Светодиод VD4 является индикатором режима, выходящего сверху за рамки технического задания.
Чувствительность датчика составляет 100 мВ/А. Напряжение питания датчика 5 В. При нулевом токе через датчик его выходное напряжение составит U
пит
/2=2,5 В. При ненулевом токе I
вх напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 1,151 = 4,015 В
Такое напряжение на первом входе компаратора, с которым сравнивается сигнал с датчика тока. Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.18. Выбираем в качестве компаратора микросхему
521CA3, напряжение питания +15V.
Рис.2.18. Схема индикатора
Рассчитаем делитель напряжения R
17
, R
18
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
18
????
17
+ ????
18 4,015 = 5 ∙
????
18
????
17
+ ????
18
45
Пусть ????
18
=10 кОм, тогда ????
17
=2,45 кОм.
На второй вход компаратора подается сигнал с датчика тока. Далее на выходе компаратора устанавливается активный уровень при превышении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD4.
Рассчитаем сопротивление резистора R
19
. Возьмем светодиод L-113YDT,
Светодиод желтый 588нм, прямой ток I
пр
=20 мА, прямое падение напряжения на светодиоде U
пр
=2,5 В.
????
19
=
15 − 2,5 − 5 20
= 375 Ом
В задании также указан минимальный ток нагрузки 2 А. При уменьшении тока на 1% от заданного значения загорится желтый светодиод
VD5. Светодиод VD5 является индикатором режима выходящего снизу за рамки технического задания.
Напряжение на выходе датчика составит:
????
вых
=
????
пит
2
+ ????
вх
∙ 0,1 = 2,5 + 0,2 = 2,7 В
Схема индикатора данного режима представлена на рис.2.19.
Рис.2.19. Схема индикатора
46
Рассчитаем делитель напряжения R
20
, R
21
:
????
выхдатчика
= ????
пит
∙
????
21
????
20
+ ????
21 2,7 = 5 ∙
????
21
????
20
+ ????
21
Пусть ????
21
=10 кОм, тогда ????
20
=8,52 кОм.
При снижении значения тока датчика опорного значения тока, загорается светодиод VD5.
Рассчитаем сопротивление резистора R
22
. Возьмем тот же светодиод.
????
22
= ????
19
= 375 Ом
47
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе был исследован принцип работы двухтрансформаторной схемы, в которой магнитный поток накапливается в трансформаторе, как в дросселе, и пульсирует между минимальным и максимальным значением.
Разработанный преобразователь постоянного напряжения полностью удовлетворяет техническому заданию. Осуществлена гальваническая изоляция от питающей сети, на выходе преобразователя использован высокочастотный выпрямитель с выводом средней точки и С-фильтр.
В работе предоставлен обоснованный выбор силовой части преобразователя и осциллограммы основных процессов.
Были разработаны основные требования к системе управления, и предложены различные структуры, реализующие эти требования. В процессе выполнения работы был произведен анализ существующих систем управления на базе цифровой и аналоговой схемотехники, на основе которого была выбрана система управления из представленных в работе вариантов.
Проведено моделирование системы в программе MATLAB и получены временные диаграммы, сходящиеся с ранее полученными в теоретическом расчете.
48
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
1.
Мелешен В.И. «Транзисторная преобразовательная техника»
Москва. Техносфера. 2005 г.
2.
Серёгин Д.А. Курс лекций «Автономные преобразователи»
3.
Воронин П.А. Курс лекций «Электронные цепи и методы их расчета» Москва.
4.
Попков О.З. «Основы преобразовательной техники» Москва.
Издательский дом «МЭИ». 2007 г.
5.
Воронин П.А. Курс лекций «Базовые компоненты электронных схем» Москва.
6.
Асташев М.Г. Курс лекций «
Электронные промышленные устройства
» Москва.
49
ПРИЛОЖЕНИЕ
Анализ переходных процессов преобразователя
Рис. П.1 Схема в MАTLAB
Блок PG1,4 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325.
Рис. П.2 Настройка параметров схемы
50
БлокPG2,3 выставлен на частоту 200 кГц, коэффициент заполнения периода γ=0,65, или для полупериода γ /2=0,325, смещение по времени составляет половину периода-2.5 мкс.
Емкость фильтра С=100 нФ.
Во время импульса открыты два диагонально расположенных ключа, ток двухтактного преобразователя протекает через первичную обмотку одного трансформатора и индуктивность намагничивания другого трансформатора, а во вторичных обмотках трансформаторов, через выпрямительные диоды, протекает ток, среднее значение которого равно току нагрузки. Таким образом, один трансформатор передает энергию в нагрузку, при этом ток его индуктивности намагничивания снижается, а другой трансформатор выступает в роле дросселя, при этом ток его индуктивности намагничивания возрастает.
Рис. П.3. Практически полученные осциллограммы основных процессов преобразователя:
PG2,3;I2; Uc
Ток во вторичной обмотке I2 так же, как и в теории пульсирует между максимальным и минимальным значением. Ток конденсатора пульсирует между отрицательным и положительным значением, не имея постоянную
51 составляющую. Напряжение Uc пульсирует между максимальным и минимальным значением.
Моделирование в программе MATLAB подтвердило ранее выведенные теоретические формулы. Смоделированные диаграммы работы устройства схожи с диаграммами, представленными в теоретическом расчете.