ВУЗ: Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники
Категория: Учебное пособие
Дисциплина: Электроника
Добавлен: 23.10.2018
Просмотров: 15653
Скачиваний: 29
166
Для
современной
радиоэлектроники
наиболее
характерным
является
работа
устройства
в
широкой
полосе
частот
,
и
тогда
все
три
схемы
с
точки
зрения
усиления
по
мощности
становятся
рав
-
ноценными
.
4.8
Разновидности
эквивалентных
схем
Т
-
образные
эквивалентные
схемы
,
которые
мы
рассмотрели
и
которыми
будем
пользоваться
в
дальнейшем
,
не
являются
единственно
возможными
.
В
литературе
можно
встретить
ряд
других
схем
,
из
которых
чаще
всего
встречается
П
-
образная
эк
-
вивалентная
схема
.
Кроме
того
,
нередко
(
особенно
в
справочной
литературе
)
транзистор
рассматривается
как
бесструктурный
че
-
тырехполюсник
с
той
или
иной
системой
параметров
.
П
-
образные
эквивалентные
схемы
.
Основная
П
-
образная
схема
для
включения
ОЭ
показана
на
рис
. 4.25, а,
а
ее
вариант
,
в
котором
выделено
сопротивление
базы
,
на
рис
. 4.25, б.
Как
ви
-
дим
,
в
обеих
схемах
используются
проводимости
,
комплексные
(Y )
или
активные
( g ),
а
в
качестве
усилительного
параметра
ис
-
пользуется
крутизна
S .
Остановимся
подробнее
на
«
гибридной
»
П
-
образной
схеме
(
рис
. 4.25, б)
как
более
распространенной
и
бо
-
лее
специфичной
для
транзисторов
.
Установим
связь
между
па
-
раметрами
П
-
и
Т
-
образной
схем
(
рис
. 4.25, б
и
4.24).
Для
этого
сначала
рассмотрим
область
низких
частот
,
пренебрегая
емко
-
стями
и
частотной
зависимостью
параметров
.
Кроме
того
,
исключим
из
рассмотрения
сопротивление
Б
r ,
одинаковое
для
обеих
схем
.
Тогда
в
каждой
схеме
останется
по
четыре
параметра
:
1
Э
Б
g
,
1
Л
Б
g
,
БЭ
g
,
S
и
Э
r
,
ЭК
μ ,
*
K
r
,
β.
Чтобы
выразить
одни
параметры
через
другие
,
необходимы
четыре
уравнения
.
Такие
уравнения
получаются
,
если
,
например
,
приравнять
входные
(
базовые
)
и
выходные
(
коллекторные
)
токи
в
обеих
схемах
при
заданном
входном
напряжении
(
между
точками
Б
'
и
Э
)
и
коротком
замыкании
на
выходе
,
а
затем
приравнять
выход
-
ные
(
коллекторные
)
токи
и
входные
(
базовые
)
напряжения
при
за
-
данном
выходном
напряжении
и
холостом
ходе
на
входе
.
Точные
решения
несколько
громоздки
,
поэтому
имеет
смысл
принять
неко
-
торые
несущественные
ограничения
,
а
именно
:
Э
K
r
r
< ;
1
Эк
μ < .
То
-
167
гда
с
учетом
соотношения
(
)
2
ЭК
K
Э
r
r
μ
γ − α
=
связь
между
пара
-
метрами
оказывается
весьма
простой
:
;
Э
s
r
α
=
(4.57
а
)
1
;
(1
)
бЭ
Э
g
r
=
+ β
(4.57
б
)
(1
)
1
;
2
ЭК
бК
Э
K
g
r
r
μ
− α
=
=
(4.57
в
)
*
1
.
2
ЭК
КЭ
Э
K
g
r
r
μ
=
=
(4.57
г
)
К
Y
ВЫХ
-Y
ОБР
Э
Y
ОБР
(S
–Y
ОБР
) U
1
Y
ВХ
-Y
ОБР
Б
а
)
U
1
b
c
бэ
c
бк
g
бэ
К
g
б
g
бк
SU
b
Б
б
)
r
б
Э
Рис. 4.25 — П-образные эквивалентные схемы ОЭ:
а — основная; б — модифицированная
Подобно
тому
,
как
внутренние
параметры
Т
-
образной
схе
-
мы
связаны
соотношением
(
)
2
ЭК
K
Э
r
r
μ
γ − α
= ,
параметры
П
-
образной
схемы
,
как
легко
убедиться
,
связаны
соотношением
:
.
K
бЭ
бК
g g
sg
=
(4.58)
168
Теперь
рассмотрим
область
высших
частот
.
Тогда
методика
,
аналогичная
предыдущей
,
приводит
к
следующим
результатам
( )
( )
;
1
Э
Э
r
w
s w
r
jw
α
α
α
=
=
+
τ
(4.59
а
)
(1
);
бЭ
бЭ
Y
g
jw
β
≈
+
τ (4.59
б
)
(1
);
бК
бК
K
Y
g
jw
=
+
τ
(4.59
в
)
1
.
1
K
КЭ
КЭ
jw
Y
g
jw
β
+
τ
≈
+
τ
(4.59
г
)
4.9
Составные
транзисторы
Для
того
чтобы
повысить
значение
коэффициента
усиления
β,
нужно
уменьшить
толщину
базы
,
что
,
конечно
,
представляет
неко
-
торые
трудности
технологического
характера
,
а
самое
главное
,
снижает
допустимое
значение
на
коллекторном
переходе
.
Повы
-
сить
коэффициент
передачи
тока
базы
можно
,
соединяя
определен
-
ным
образом
два
транзистора
,
рассматривая
два
транзистора
как
единое
целое
.
Такая
комбинация
(
иногда
выполняемая
на
одной
пластине
с
внутренними
соединениями
и
тремя
внешними
вывода
-
ми
)
называется
составным
транзистором
или
схемой
Дарлингтона
(
рис
. 4.26, а).
Покажем
,
что
составной
транзистор
действительно
имеет
коэффициент
β,
значительно
больший
,
чем
у
обоих
его
ком
-
понентов
.
Задавая
приращение
тока
1
Б
Б
dI
dI
=
,
получаем
:
1
1
(1
)
;
Э
б
dI
dI
= + β
1
2
1
2
1
[(1
)
]
K
K
K
б
б
dI
dI
dI
dI
dI
=
+
= β
+ β
+ β
.
Деля
K
dI
на
Б
dI
,
находим
результирующий
дифференци
-
альный
коэффициент
передачи
:
1
2
1 2
.
β
= β + β + β β
∑
(4.60
а
)
Поскольку
всегда
1
β >> ,
можно
считать
1 2
.
β
≈ β β
∑
(4.60
б
)
Легко
видеть
,
что
величина
β∑
может
составлять
несколь
-
ко
тысяч
при
использовании
рядовых
транзисторов
.
Для
этого
оба
транзистора
должны
находиться
в
активном
режиме
.
169
К
I
б1
I
б
I
э1
I
б2
I
э2
I
э
I
К
I
К2
I
К1
Э
Б
а
I
К
I
Э
r
k1
*
r
k2
*
r
э2
r
Б2
r
э1
r
Б1
I
б1
β
1
I
б2
β
2
I
Б
б
Рис. 4.26 — Составной транзистор (а) и его эквивалентная схема (б)
4.10
Допустимая
мощность
Поскольку
в
активном
режиме
токи
Э
I
и
К
I
почти
одинако
-
вы
,
а
напряжение
K
U
значительно
больше
,
чем
Э
U
,
то
основная
часть
мощности
потерь
выделяется
в
области
коллекторного
пе
-
рехода
.
Каждый
транзистор
характеризуется
предельно
допусти
-
мой
температурой
перехода
,
при
превышении
которой
параметры
резко
ухудшаются
.
Исходя
из
соотношения
(2.41)
легко
прийти
к
следующей
зависимости
между
допустимой
мощностью
рассея
-
ния
,
допустимой
температурой
перехода
и
температурой
окру
-
жающей
среды
:
.
,
пер доп
окр
доп
t
T
T
P
R
−
=
(4.61)
где
t
R
—
тепловое
сопротивление
переход
—
среда
,
которое
,
как
и
величина
.
пер доп
T
,
указывается
в
справочниках
.
Типичной
величиной
t
R
для
маломощных
транзисторов
является
0,5 — 0,7
град
/
МВт
.
Для
мощных
транзисторов
эта
величина
в
десятки
раз
меньше
.
Ти
-
пичными
значениями
Т
перех.доп
являются
90 — 100°
С
для
герма
-
ния
и
150 — 200°
С
для
кремния
.
Из
формулы
(4.119)
следует
,
что
допустимая
мощность
уменьшается
с
ростом
окружающей
170
температуры
и
что
главным
путем
повышения
мощности
являет
-
ся
уменьшение
величины
t
R
,
т
.
е
.
улучшение
теплоотвода
.
Мощ
-
ные
транзисторы
характерны
большими
рабочими
токами
и
соот
-
ветственно
большими
площадями
р
-n
переходов
(
до
1
см
2
),
оба
факторы
отражаются
на
величине
основных
параметров
и
при
-
дают
мощным
транзисторам
определенную
специфику
.
Так
,
при
большой
площади
переходов
трудно
реализовать
тонкую
базу
,
особенно
сплавным
методом
,
а
это
приводит
к
сравнительно
низ
-
кой
граничной
частоте
.
У
мощных
сплавных
транзисторов
часто
-
та
не
превышает
100 — 200
кГц
,
но
даже
у
дрейфовых
мощных
транзисторов
,
у
которых
частота
достигает
20 — 40
мГц
,
она
все
же
ниже
,
чем
у
маломощных
дрейфовых
транзисторов
,
у
которых
в
настоящее
время
достигнуты
значения
в
несколько
гигагерц
.
Кроме
того
,
коллекторная
емкость
у
мощных
транзисторов
обычно
составляет
сотни
,
а
иногда
и
тысячи
пикофарад
,
так
что
в
целом
мощные
транзисторы
являются
сравнительно
низкочастот
-
ными
.
Большие
рабочие
токи
приводят
к
резкому
уменьшению
сопротивлений
Э
r
и
K
r
.
Из
выражения
(4.22)
следует
,
что
при
то
-
ке
больше
100
ма
сопротивление
эмиттерного
перехода
ничтожно
мало
,
и
с
ним
практически
можно
не
считаться
.
Поэтому
в
схеме
ОЭ
входным
сопротивлением
будет
по
существу
только
сопро
-
тивление
базы
Б
r
,
которое
при
высоких
уровнях
инжекции
моду
-
лируется
и
обычно
лежит
в
пределах
до
10
Ом
.
Малая
величина
входного
сопротивления
не
является
препятствием
для
примене
-
ния
мощных
транзисторов
,
если
связь
с
источником
сигнала
осу
-
ществляется
через
трансформатор
.
Сопротивление
коллекторного
перехода
при
токах
порядка
1
А
составляет
всего
несколько
кило
-
ом
,
а
сопротивление
*
K
r
в
схеме
ОЭ
—
сотни
Ом
.
Тепловой
ток
коллектора
,
пропорциональный
площади
перехода
,
доходит
у
мощных
транзисторов
до
десятков
миллиампер
.
С
приближением
напряжения
к
максимально
допустимой
величине
тепловой
ток
увеличивается
в
несколько
раз
в
связи
с
возрастающей
ролью
термогенерации
и
ударной
ионизации
в
переходе
,
а
также
само
-
разогрева
.
Как
известно
,
при
больших
эмиттерных
токах
наблю
-
дается
уменьшение
коэффициентов
передачи
α
и
β
.