Файл: Приемопередатчик сигналов с многочастотной квадратурной амплитудной манипуляцией.pdf

45
Рисунок 5.12 Присвоение значениям матрицы значений фазы
Модулятор создает матрицу для дифференциальной фазовой манипуляции заполненную комплексными числами тех самых фаз и матриц из переведенных фаз и амплитуд. Эти комплексные числа далее переводятся к виду прямоугольных чисел
(является произведением двух последовательных чисел n(n+1)) для дальнейших действий.
5.3.4 ОБПФ: Спектральное разделение периода сигнала
Рисунок 5.13 показывает, как матрица преобразуется к ОБПФ формату
(например, к размеру ОБПФ = 1024) и становится 31 х 1024 ОБПФ матрицей.
Рисунок 5.13 – Матрица перед ОБПФ
Так как колонки в ДФМ матрице представляет собой несущие их значения заносятся в ОБПФ матрицу в соответствующих местах. Их сопряженные значения заносятся в места в зависимости от их сопряженных несущих. Все остальные колонки в ОБПФ матрице равны нулю. Для дальнейшей передачи данных производится обратное быстрое преобразование Фурье.

46 5.3.5 Добавление периодичных защитных интервалов
Это является точной копией последних 25% каждого символа (ряды в матрице) добавляется в начало.
Рисунок 5.14 Матрица с защитным интервалом
Как показано на рисунке 5.14 матрица расширяется до 1280. Это периодичная защита интервалов помогает приемнику синхронизировать полученные данные при демодуляции каждого периода символов принятого сигнала. В итоге эта матрица имеет вид модулированной матрицы. При преобразовании такой матрице к последовательной форме создается модулированный сигнал несущих в себе один кадр данных.
5.4 Канал связи
В системах с OFDM в канале используется частотная избирательность, позволяющая раздельно обрабатывать каждую из субполос в канале и раздельно преодолевать в ней все аффекты, вызванные многолучевым распространением. В дальнейшем частотная селективность будет использоваться при адаптации количества бит, загружаемых в бункер (bin), в зависимости от отношения сигнал/шум (SNR), соответствующего данному бункеру. Созвездия 256-QAM и 64-QAM могут использоваться для передачи данных по каналам высокого качества, в то время как 16-QAM и 4-QAM
(QPSK) – по каналам низкого качества, которым свойственны глубокие замирания. Если предположить, что SNR для каждого символа может быть измерен, скорость данных может быть приспособлена к качеству

47 беспроводного канала с целью максимизации его пропускной способности.
Концепция адаптивной модуляции эксплуатировалась и в прошлом, но только при моделировании. Канал реализован при помощи 50 Ом коаксиального кабеля. Программа позволяет в канале связи определить значения уровней сигнала на входе и на выходе канала связи. Более того среда позволяет также замерить скорость передачи данных по каналу связи см. рис.5.15
Рис.5.15 – Экран программы с уровнями сигнала
Шум в канале связи сгенерирован добавлением белого шума аддитивного белого Гаусового шума который определенный (5,31)
, (5,31)
Это означает что ноль и стандартное уменьшения значения под корнем эквивалентно изменению сигнала к зависимости ошибки сигнал/шум, значение будет определяться в dB и выводится на экран.
5.5 OFDM приемник
Чувствительность приемника в основном определяется его несколькими входными каскадами. Даже при полном подавлении зеркального канала, сигнал на выходе приемника всегда будет содержать некоторый шум в полосе. Наличие этого шума при низком уровне принимаемого сигнала может существенно понизить SNR. Мощность шума, поступающая на вход приемника P
noise

48
Где P
RS
– это спектральная плотность мощности теплового шума, который ответвляется на вход приемника от шума, выделяемого на внутреннем сопротивлении источника сигнала, а B – полоса сигнала.
174 1
4 4




in
S
RS
R
kTR
P
(5,33) где T = 300 K и R
S
= Rin.
Отсюда мощность шума в полосе 128 МГц равна – 174 дБ/м. Однако отношение сигнал/шум на входе цифровой части приемника должно быть больше, чем P
RS
/Pnoise, поскольку приемник добавляет свои шумы.
Величина, на которую дополнительно деградирует SNR за счет приемника, определяется коэффициентом шума (noise figure - NF), который выражается в дБ. Коэффициент шума вычисляется по формуле:
OUT
IN
SNR
SNR
NF
log
10

(5,34)
Коэффициент шума показывает, насколько деградирует SNR на выходе приемника относительно его входа. Если на выходе приемника (перед демодулятором) необходимо получить SNR = 30 дБ, то минимальный уровень мощности принимаемого сигнала на выходе приемника может быть рассчитан по формуле:
TOTAL
IN
NF
P




30 93
(5,35)
Поскольку ширина шумовой полосы очень большая, то высокую чувствительность приемника получить тяжело, и Pinmin мало соответствует величине, принятой для трансиверов 802.11a и равной меньше, чем –70 дБ/м.
На этом фоне малая величина коэффициента шума приемника NF
TOTAL
приобретает решающее значение для общей чувствительности приемника.
Общий коэффициент шума приемника зависит от шумов каждого из его каскадов следующим образом:
1 1
1 2
1 1
1
)
1
(
1









m
m
TOTAL
A
A
F
A
F
F
F


(5,36)

49
Где F – это коэффициент шума (не логарифмическая величина) для каждого из каскадов 1, 2, 3…, а A – их коэффициент усиления (также не логарифмическая величина).
Коэффициент шума последнего каскада вносит малый вклад в общий коэффициент шума в случае, если предыдущие каскады имеют достаточно высокое усиление. Вот пoчему малошумящий усилитель (LNA) должен быть помещен по возможности ближе к входу приемника.
Для того чтобы компенсировать потери преобразования в пассивном смесителе, необходимо тракт приемника до смесителя дополнить еще одним усилителем. В противном случае коэффициент шума приемника увеличится за счет шумов смесителя (которые примерно равны его потерям преобразования). Необходим еще один LNA. Однако увеличение коэффициента усиления приводит к появлению заметных интермодуляционных искажений, в том числе и за счет сигналов, находящихся вне полосы пропускания, но могущих вызвать появление паразитных продуктов в полосе. Чтобы избежать этого, на входе приемника устанавливается керамический фильтр ф.Murata. После первого LNA располагается другой фильтр Murata с большим заграждением. Далее следует второй LNA.
5.5.1 Распознаватель кадров OFDM
Прием сигнала с разной протяженностью выполняется распознавателем кадров с целью определения начала и конца кадра. Только для первого кадра, длинна сигнала несколько больше чем для остальных. Выбранная порция сигналов преобразовывается в более короткий дискретный сигнал с частотой выборки определяемой системой автоматически. Распознаватель собирает передаваемые данные и считывает 10% от суммы чисел в кадре, далее определяет полезную часть кадра сигнала.

50 5.5.2 Индикатор статуса демодуляции
Как было сказано ранее, принятый OFDM сигнал обычно модулируется кадр за кадром. OFDM приемник показывает прогресс и как быстро модулируются кадры. Тем не менее, общее число принятых кадров может вирироваться в большом значении в зависимости от количества информации передаваемых через OFDM систему. Поэтому количество вычислений в программе в системе MATLAB ограниченно, потому что если проводить все вычисления и выводить статус каждого кадра, то программа будет высчитывать их очень долго.
5.5.2.1 OFDM демодулятор
Как и любой демодулятор OFDM демодулятор представляет обратный процесс OFDM модулятора. И так же, как и модулятор OFDM демодулятор демодулирует принятые данные кадр за кадром. Первый процесс выполняемый этим блоком это удаление периодичной временной защиты в кадре. На рисунке 5.16 показано что после преобразования кадров дискретного временного сигнала из линейного формата к параллельным длинна всех символьных периодов уменьшится на 25% со всех рядов.
Рисунок 5.16 – Удаления защитного интервала
5.5.3 Быстрое преобразование Фурье

51
Быстрое преобразование Фурье (БПФ) является обратным процессом блока ОБПФ в модуляторе сигнала. Как показано на рисунке 5.17, колонки в каждого значения несущих извлекаются из матрицы чтобы сохранить значение комплексной матрицы принятой информации.
Рисунок 5.17 – БПФ для кадра с данными
5.5.4 Демодуляция дифференциальной фазовой манипуляции.
Фаза каждого элемента в комплексной матрице преобразуется в промежутке от 0 до 360 градусов и переводится в значение в зависимости от длины символа. Переведенные значения формируют новую матрицу.
Операция дифференцирования выполняется в новой матрице чтобы демодулировать данные. Пример данного процесса удаления представлен на рисунке 5.18
Рисунок 5.18 – Удаление ряда справочных данных
Эта операция по сути высчитывает разницу между каждых двух стоящих рядом символов в колонках матрицы. Как показано на рисунке выше, строка справочной информации удаляется в процессе данной операции. И наконец, перестройка из параллельного к линейному формату выполнена и демодулированный поток данных выстроен.
5.5.4.1.1.1. Вычисление ошибок передачи.

52
Потеря данных:
Во время передачи данных один или более рядов может быть утерян в процессе передачи данных. В таких случаях программа покажет количество потерянных данных, а также число передаваемых данных, также и процент потерянных данных.
Коэффициент битовых ошибок:
Коэффициент битовых ошибок - BER (Bit Error Rate). Согласно определению, BER представляет собой отношение числа ошибочно принятых битов к общему числу принятых битов. Его величина статистически колеблется около значения среднего коэффициента ошибок за длительный промежуток времени. Разница между непосредственно измеренным коэффициентом ошибок и долговременным средним значением зависит от числа контролируемых бит и тем самым от длительности измерения. База времени формируется при помощи двух основных методов. В соответствии с первым из них, на принимающем конце задается фиксированное число наблюдаемых бит и регистрируется соответствующее число бит с ошибками.
Например, если число ошибочно принятых бит оказалось равным 20, а заданное общее число принимаемых бит – 10 6
, то коэффициент ошибок составит 20/10 6
= 20 x 10
-6
= 2 x 10
-5
. Достоинством такого подхода является точно известное время измерения, а недостатком – невысокая надежность измерения при малом числе ошибок. Согласно второму методу, время измерений определяется заданным числом ошибок. Измерение длится до тех пор, пока, например, не будет зафиксировано 100 ошибок. Затем на основании соответствующего числа битов данных вычисляется коэффициент ошибок.
Его недостаток заключается в том, что неизвестно время измерений, которое при малых коэффициентах ошибок может оказаться очень большим.
Кроме того, вполне возможно, что счетчик бит данных заполнится

53 полностью, и измерения прекратятся. Поэтому такой способ используется редко.
В процессе работы демодулированные данные сравниваются с оригинальными с целью нахождения общего число ошибок. Разделив общее число ошибок на число демодулировных символов получаем график коэффициента битовых ошибок.
Фазовые ошибки:
В процессе OFDM демодуляции, до перевода в значения символов принятая фазовая матрица запоминается системой для определения среднего числа фазовых ошибок, которые определяются разницей между принятой фазой и переведенной фазой для каждого соответствующего символа перед передачей.
Процент пиксельных ошибок в принятом изображении:
Все предыдущие вычисления основаны на OFDM символах. В этом случае этот процесс выполняется самой средой MATLAB и выводятся на экран, рисунок 5.19, сравнивая принятое изображение с оригинальным пиксель за пикселем.
Рисунок 5.19 – Экран программы высчитывания процента ошибок
Вывод всех ошибок производится в конце программы. В примере, показанном на рисунке 5.19, картинка 800 на 600 передается по 400 несущим используя объем ОБПФ равном 1024 через канал связи с ограничением передаваемого сигнала в 5 dB и зависимостью сигнал – шум 30 dB.
5.5.4.2 ЦАП и АЦП

54
В каждый промежуток времени 1мксек в IFDT генерируется новый символ OFDM. Этот символ представляет собой 128 образцов. Поскольку самый высокочастотный компонент сигнала имеет частоту 64 МГц, система работает в пределах частоты Найквиста. Для того, чтобы реализовать фильтр зеркальных частот и реконструирующий фильтр (фильтры нижних частот), которые устанавливаются соответственно до и после ЦАП и АЦП, символы последовательности OFDM подвергаются квантованию на удвоенной скорости квантования конверторов данных 256 Мсимв/с (MSPS). В нашем варианте исполнения квантование достигается за счет заполнения 128 бункеров (bin), соответствующих положительным и отрицательным частотам в пределах от 65 МГц до 128 МГц и получения в результате 256-точечного обратного преобразования Фурье (IFFT). Вследствие высокого отношения пиковой мощности к средней и соответственно большого динамического диапазона 55 дБ, количество бит, необходимых для ЦАП и АЦП, достигает больших значений, которые определяются из выражения(5.37):
x
m
X
B
SNR

log
20 8
10
)
1
(
02 6




(5.37) где В – это количество бит, X
m
– половина полного размаха напряжения, которое равно
x

= 0,707X
m
– действующее значение амплитуды сигнала, а значение SNR – определяет нижнюю границу динамического диапазона сигнала (отметим, что PAPR всегда вычисляется с учетом SNR, а
x

= 0,707X
m
это и есть действующее значение для полной синусоиды).
Наименьшая вычисленная по формуле величина В равна 10.
Коммерчески доступные преобразователи данных, имеющие подходящие параметры появились лишь недавно.
Как подчеркивалось ранее, значение PAPR было ограничено величиной равной 10 дБ в первую очередь с целью получения приемлемой выходной мощности. Благодаря этому допущению и с целью ограничения

55 номенклатуры применяемых изделий были выбраны 10-битовые ЦАП типа
AD9753 и АЦП типа AD9480 фирмы Analog Devices.
Для поддержания непрерывности сигнала при высокой символьной скорости цифро-аналоговый преобразователь использует два входных порта.
Он получает два цифровых образца в виде параллельных бит на 1/2 скорости квантования. Внутри микросхемы тактовая частота 128 МГц увеличивается в двое, а затем данные переводятся в последовательный формат перед преобразованием в аналоговую форму.
Аналого-цифровой преобразователь использует интерфейс LVDS (Low
Voltage Differential Signaling) для передачи на частоте 256 МГц сигналов на выходах данных и тактовой частоты.
5.5.4.2.1. Усилитель с регулируемым усилением
Для того чтобы получить от АЦП максимальный динамический диапазон, необходима пара усилителей АРУ (VGA). Широкий диапазон рабочих частот требует от усилителей с АРУ очень высоких параметров.
Такие усилители должны без искажений работать в полосе частот до 64 МГц.
Вдобавок они должны быть малошумящими. Это значит, что их мощность шума должна быть меньше, чем мощность шумов квантования, вносимых в них АЦП. Для этой цели был выбран усилитель фирмы Linear Technology типа LT5524.
Можно допустить, что усилители будут вносить некоторое различие в усилении, но не будут иметь никаких различий по фазе. Эти вариации в усилении компенсируются после преобразования в цифровую форму.
Несмотря на их способность противодействовать интерференции между сигналами на поднесущих, занимающих соседние субполосы, системы
OFDM сильно восприимчивы к интерференции между символами OFDM.
Канал передачи может содержать, кроме основного сигнала, множество его задержанных копий, которые могут накладываться на другие символы,

56 вызывая ISI. Для предотвращения проблем с ISI в структуру сигнала вводится т.н. циклическая приставка. В передатчике производится копирование М образцов каждого из символов OFDM. Они помещаются в начале символа. Впоследствии приемник удаляет эти образцы. Символ
OFDM вместе с циклической приставкой подвергается циклической свертке с импульсной характеристикой канала вместо линейной свертки. За счет этого предотвращается интерференция между символами OFDM. Другим преимуществом, которое достигается за счет применения циклической приставки, является большая гибкость в приемнике при определении, на какой из символов нужно ориентироваться при выполнении IFT.
Однако при всех своих достоинствах циклическая приставка имеет и недостаток, который состоит в том, что за ее счет снижается символьная скорость OFDM, а, значит, и общая скорость данных. В нашем случае циклическая приставка занимает 25% длительности символа OFDM, поэтому длительность одного символа увеличивается с 1 мксек до 1,25 мксек, а скорость данных снижается на 20%.
5.5.5. Синхронизация символов OFDM
Сдвиг во времени Δt для тактового сигнала между стартовой точкой для передаваемого символа OFDM и моментом приема того же символа не ограничивается величиной, равной длительности периода тактового сигнала.
Действительно, дополнительная циклическая приставка может несколько расширить область выбора стартовой точки или момента окончания первого символа OFDM в пакете. Наша циклическая приставка добавляет 25% к длительности символа или 64 образца. За пределами 320 образцов любые 256 из них могут быть выбраны в качестве стартовых S для символов OFDM, находящихся в диапазоне времен:
64 256 64





S
T
S
T
DS
DS
(5,38)