ВУЗ: Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники
Категория: Учебное пособие
Дисциплина: Электроника
Добавлен: 23.10.2018
Просмотров: 8840
Скачиваний: 20
166
Для современной радиоэлектроники наиболее характерным
является работа устройства в широкой полосе частот, и тогда все
три схемы с точки зрения усиления по мощности становятся рав-
ноценными.
4.8
Разновидности
эквивалентных
схем
Т-образные эквивалентные схемы, которые мы рассмотрели
и которыми будем пользоваться в дальнейшем, не являются
единственно возможными. В литературе можно встретить ряд
других схем, из которых чаще всего встречается П-образная эк-
вивалентная схема. Кроме того, нередко (особенно в справочной
литературе) транзистор рассматривается как бесструктурный че-
тырехполюсник с той или иной системой параметров.
П-образные эквивалентные схемы. Основная П-образная
схема для включения ОЭ показана на рис. 4.25, а, а ее вариант,
в котором выделено сопротивление базы, на рис. 4.25, б. Как ви-
дим, в обеих схемах используются проводимости, комплексные
(
Y
) или активные (
g
), а в качестве усилительного параметра ис-
пользуется крутизна
S
. Остановимся подробнее на «гибридной»
П-образной схеме (рис. 4.25, б) как более распространенной и бо-
лее специфичной для транзисторов. Установим связь между па-
раметрами П- и Т-образной схем (рис. 4.25, б и 4.24). Для этого
сначала рассмотрим область низких частот, пренебрегая емко-
стями и частотной зависимостью параметров.
Кроме того, исключим из рассмотрения сопротивление
Б
r ,
одинаковое для обеих схем. Тогда в каждой схеме останется по
четыре параметра:
1
Э
Б
g
,
1
Л
Б
g
,
БЭ
g
, S и
Э
r ,
ЭК
μ ,
*
K
r
,
β
.
Чтобы выразить одни параметры через другие, необходимы
четыре уравнения. Такие уравнения получаются, если, например,
приравнять входные (базовые) и выходные (коллекторные) токи
в обеих схемах при заданном входном напряжении (между точ-
ками Б' и Э) и коротком замыкании на выходе, а затем прирав-
нять выходные (коллекторные) токи и входные (базовые) напря-
жения при заданном выходном напряжении и холостом ходе на
входе. Точные решения несколько громоздки, поэтому имеет
смысл принять некоторые несущественные ограничения, а именно:
167
Э
K
r
r
< ;
1
Эк
μ < . Тогда с учетом соотношения
(
)
2
ЭК
K
Э
r
r
μ
γ −α
=
связь между параметрами оказывается весьма простой:
;
Э
s
r
α
=
(4.57а)
1
;
(1
)
бЭ
Э
g
r
=
+ β
(4.57б)
(1
)
1
;
2
ЭК
бК
Э
K
g
r
r
μ
− α
=
=
(4.57в)
*
1
.
2
ЭК
КЭ
Э
K
g
r
r
μ
=
=
(4.57г)
К
Y
ВЫХ
-Y
ОБР
Э
Y
ОБР
(S
–Y
ОБ
Р
) U
1
Y
ВХ
-Y
ОБР
Б
а
)
U
1
b
c
бэ
c
бк
g
бэ
К
g
б
g
бк
SU
b
Б
б
)
r
б
Э
Рис. 4.25 — П-образные эквивалентные схемы ОЭ:
а — основная; б — модифицированная
Подобно тому, как внутренние параметры Т-образной схе-
мы связаны соотношением
(
)
2
ЭК
K
Э
r
r
μ
γ −α
=
, параметры П-
образной схемы, как легко убедиться, связаны соотношением:
.
K
бЭ
бК
g g
sg
=
(4.58)
168
Теперь рассмотрим область высших частот. Тогда методика,
аналогичная предыдущей, приводит к следующим результатам
( )
( )
;
1
Э
Э
r
s
r
j
α
α
α ω
ω =
=
+ ωτ
(4.59а)
(1
);
бЭ
бЭ
Y
g
j
β
≈
+ ωτ
(4.59б)
(1
);
бК
бК
K
Y
g
j
=
+ ωτ
(4.59в)
1
.
1
K
КЭ
КЭ
j
Y
g
j
β
+ ωτ
≈
+ ωτ
(4.59г)
4.9
Составные
транзисторы
Для того чтобы повысить значение коэффициента усиления
β
,
нужно уменьшить толщину базы, что, конечно, представляет неко-
торые трудности технологического характера, а самое главное,
снижает допустимое значение на коллекторном переходе. Повы-
сить коэффициент передачи тока базы можно, соединяя определен-
ным образом два транзистора, рассматривая два транзистора как
единое целое. Такая комбинация (иногда выполняемая на одной
пластине с внутренними соединениями и тремя внешними вывода-
ми) называется составным транзистором или схемой Дарлингтона
(рис. 4.26, а). Покажем, что составной транзистор действительно
имеет коэффициент
β
, значительно больший, чем у обоих его ком-
понентов. Задавая приращение тока
1
Б
Б
dI
dI
=
, получаем:
1
1
(1
)
;
Э
б
dI
dI
= + β
1
2
1
2
1
[(1
)
]
K
K
K
б
б
dI
dI
dI
dI
dI
=
+
= β
+ β
+ β
.
Деля
K
dI на
Б
dI , находим результирующий дифференци-
альный коэффициент передачи:
1
2
1 2
.
β
= β + β + β β
∑
(4.60а)
Поскольку всегда
1
β >>
, можно считать
1 2
.
β
≈ β β
∑
(4.60б)
Легко видеть, что величина
β∑
может составлять несколь-
ко тысяч при использовании рядовых транзисторов. Для этого
оба транзистора должны находиться в активном режиме.
169
К
I
б1
I
б
I
э1
I
б2
I
э2
I
э
I
К
I
К2
I
К1
Э
Б
а
б
I
К
I
Э
r
k1
*
r
k2
*
r
э2
r
Б2
r
э1
r
Б1
I
б1
β
1
I
б2
β
2
I
Б
Рис. 4.26 — Составной транзистор (а) и его эквивалентная схема (б)
4.10
Допустимая
мощность
Поскольку в активном режиме токи
Э
I и
К
I почти одинако-
вы, а напряжение
K
U
значительно больше, чем
Э
U , то основная
часть мощности потерь выделяется в области коллекторного пе-
рехода. Каждый транзистор характеризуется предельно допусти-
мой температурой перехода, при превышении которой параметры
резко ухудшаются. Исходя из соотношения (2.41) легко прийти
к следующей зависимости между допустимой мощностью рассе-
яния, допустимой температурой перехода и температурой окру-
жающей среды:
.
,
пер доп
окр
доп
t
T
T
P
R
−
=
(4.61)
где
t
R — тепловое сопротивление переход — среда, которое, как
и величина
.
пер доп
T
, указывается в справочниках. Типичной величи-
ной
t
R для маломощных транзисторов является 0,5 — 0,7 град/МВт.
Для мощных транзисторов эта величина в десятки раз меньше.
Типичными значениями Т
перех
.
доп
являются 90—100 °С для герма-
ния и 150—200 °С для кремния. Из формулы (4.119) следует,
что допустимая мощность уменьшается с ростом окружающей
170
температуры и что главным путем повышения мощности являет-
ся уменьшение величины
t
R , т. е. улучшение теплоотвода. Мощ-
ные транзисторы характерны большими рабочими токами и соот-
ветственно большими площадями р-n переходов (до 1 см
2
), оба
факторы отражаются на величине основных параметров и при-
дают мощным транзисторам определенную специфику. Так, при
большой площади переходов трудно реализовать тонкую базу,
особенно сплавным методом, а это приводит к сравнительно низ-
кой граничной частоте. У мощных сплавных транзисторов часто-
та не превышает 100—200 кГц, но даже у дрейфовых мощных
транзисторов, у которых частота достигает 20—40 мГц, она все
же ниже, чем у маломощных дрейфовых транзисторов, у которых
в настоящее время достигнуты значения в несколько гигагерц.
Кроме того, коллекторная емкость у мощных транзисторов
обычно составляет сотни, а иногда и тысячи пикофарад, так что
в целом мощные транзисторы являются сравнительно низкоча-
стотными. Большие рабочие токи приводят к резкому уменьше-
нию сопротивлений
Э
r и
K
r . Из выражения (4.22) следует, что
при токе больше 100 ма сопротивление эмиттерного перехода
ничтожно мало, и с ним практически можно не считаться. Поэто-
му в схеме ОЭ входным сопротивлением будет по существу
только сопротивление базы
Б
r , которое при высоких уровнях ин-
жекции модулируется и обычно лежит в пределах до 10 Ом. Ма-
лая величина входного сопротивления не является препятствием
для применения мощных транзисторов, если связь с источником
сигнала осуществляется через трансформатор. Сопротивление
коллекторного перехода при токах порядка 1А составляет всего
несколько килоом, а сопротивление
*
K
r
в схеме ОЭ — сотни Ом.
Тепловой ток коллектора, пропорциональный площади перехода,
доходит у мощных транзисторов до десятков миллиампер. С при-
ближением напряжения к максимально допустимой величине
тепловой ток увеличивается в несколько раз в связи с возрастаю-
щей ролью термогенерации и ударной ионизации в переходе,
а также саморазогрева. Как известно, при больших эмиттерных
токах наблюдается уменьшение коэффициентов передачи
α
и
β
.