Файл: Учебное пособие Томск Эль Контент 2013 удк 621. 382. 049. 77(075. 8) Ббк 32. 844. 1я73 л 387 Рецензенты.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 30.11.2023
Просмотров: 84
Скачиваний: 10
ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Таким образом, сточки зрения зависимости между переменным входным напряжением и переменными выходными токами дифференциальный усилитель при работе с сигналами малой амплитуды можно считать практически линейным устрой- ством.
Анализ выражений для токов I
к1
и I
к2
показывает, что притоки I
к1
и I
к2
являются функциями только дифференциального входного напряжения и абсолютно не зависят от любой синфазной составляющей входного напряжения. Таким образом, усилитель действительно является дифференциальным, или разностным усилителем, реагирующим на любое напряжение, общее для обоих входов.
Дифференциальные усилители на полевых транзисторах в принципе работают также, как и дифференциальные усилители на биполярных транзисторах.
Достоинствами дифференциального усилителя на полевых транзисторах являются очень высокое входное сопротивление (10 9
–
10 Ом) и очень маленький входной ток смещения (10
−9
–10
−12
А).
К недостаткам дифференциального усилителя на полевых транзисторах можно отнести довольно низкую передаточную проводимость и, как следствие этого, низкий коэффициент усиления по напряжению. Другой недостаток — довольно большое напряжение смещения пары полевых транзисторов по сравнению с парой биполярных транзисторов.
Схема дифференциального усилителя на полевых транзисторах с p-n-переходом
приведена на рис. 8.14.
ип
U
-
VT1
VT2
ип
U
+
1
c
I
2
c
I
диф
U
1
зи
U
2
зи
U
выхд
U
0
I
c
R
c
R
Рис. 8.14 – Дифференциальный усилитель на полевых транзисторах с p-n-переходом
На рис. 8.15 представлен нормированный график передаточной характеристики дифференциального усилителя на полевых транзисторах с переходом
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
131
Для малых значений U
диф зависимость между U
диф и ∆I имеет вид:
U
диф
≈ U
oтc
(
I
0
I
c.нaч
)
1 2 ⋅ 1
√
2
[(1 −
∆I
I
0
) − (1 +
∆I
I
0
)] = т I
c.нaч
.
1
c
I
2
c
I
1
c
I
2
c
I
т
g
Наклон
т
g
Наклон
0,7
-0,7 0
0,5 1,0 0
2 0
1
I
I
I
I
c
c
,
N
диф
U
U
Рис. 8.15 – Передаточная характеристика дифференциального усилителя на полевых транзисторах, нормирующий множитель U
N
= −U
отс
√
I
0
/I
c. нач для полевых транзисторов с переходом и U
N
=
√
I
0
/K для МОП-транзисторов.
Из анализа графика (рис. 8.15) передаточной характеристики дифференциального усилителя на полевых транзисторах следует, что её можно линейно аппроксимировать в достаточно большом диапазоне нормированного входного напряжения.
Этот линейный участок лежит в диапазоне от U
диф
= до U
диф
= +Дифференциальные усилители с активной нагрузкой. Для выделения переменного выходного напряжения из переменной составляющей коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2 необходима нагрузка.
Нагрузка может быть пассивной, состоящей из двух нагрузочных резисторов R
к
(рис. 8.12), либо активной. В случае активной нагрузки для преобразования тока в напряжение используются тран- зисторы.
Известно, что коэффициент усиления по напряжению несимметричного выхода дифференциального усилителя (рис. 8.12) равен к. Поскольку величина
I
0
в дифференциальных усилителях обычно очень мала, часто порядка нескольких микроампер, то для получения достаточно большого коэффициента усиления требуется очень большое сопротивление R
к
(порядка 1 МОм. Однако такое большое сопротивление нагрузки приводит кряду недостатков, особенно в интегральных дифференциальных усилителях в ИМС площадь, необходимая под резистор, примерно пропорциональна его сопротивлению, поэтому резистор сочень большим сопротивлением занимает слишком много места на кристалле ИМС.
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
139
При этом:
U
выx
=
k
U
1
+ в. н
−
Z
2
U
вx.и
Z
1
+ Z
2
)∣
Fk
U
≫1
=
=
(1 +
Z
2
Z
1
) (U
вx.н
−
Z
2
U
вx. ив. н
−
Z
2
Z
1
U
вx. и
.
(8.23)
Из выражения (8.23) для выходного напряжения следует, что входной сигнал
U
вx. н, который поступает на неинвертирующий вход ОУ, передаётся на выход ОУ
с коэффициентом усиления (1
+ Z
2
/Z
1
), а коэффициент усиления другого входного сигнала в. и, во-первых, имеет отрицательный знаки, во-вторых, учитывает преобразование делителем напряжения (Z
1
, Z
2
) и равен+ Z
2
) ⋅ [−(1 +
Z
2
Z
1
)] = При анализе схем включения ОУ с отрицательной обратной связью чаще всего придерживаются следующей последовательности Проводят анализ методом узловых потенциалов, полагая ОУ идеальным с бесконечно большим коэффициентом усиления. Несмотря на то, что такой режим практически неосуществим, он является хорошей аппроксимацией реальных ситуаций, и поэтому результаты его анализа имеют большую практическую ценность Проводят анализ, полагая ОУ идеальным с конечным коэффициентом усиления Рассматривают особенности работы ОУ при условии, что его характеристики не являются идеальными.
Проведём анализ схемы на рис. 8.23. Предположим, что ОУ — идеальный усилитель напряжения и что его входы не потребляют тока от источника входных сигналов.
Если предположить, что коэффициент усиления ОУ без обратной связи стремится к бесконечности (аппроксимация с большим коэффициентом усиления, то входное напряжение в. д будет стремиться к нулю
(U
вx. д
=
U
выx
k
U
→ 0 при k
U
→ так как выходное напряжение вы должно быть конечным. Следовательно, в узлах и «y» напряжение равно U
x
= U
y
= U
1
вых
U
1
U
1
Z
2
Z
2
U
вх
д
U
x Рис. 8.23 – Схема включения ОУ для анализа методом узловых потенциалов
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
141
По мере приближения к бесконечности k
U ,oc стремится к пределу, который обозначается k
U ,oc
(
∞). В данном примере k
U ,oc
(∞) = 1 + Z
2
/Z
1
, и выражение для k
U ,oc можно представить в виде k
U ,oc
=
k
U ,oc
(
∞)
1
+
k
U ,oc
(
∞)
k
U
. Отсюда следует, что при малых значениях k
U
, удовлетворяющих условию k
U
≪ k
U ,oc
(∞), k
U ,oc
≈ Если k
U
= k
U ,oc
(
∞), то k
U ,oc
=
1 2
k
U ,oc
(
∞). При больших значениях k
U
, когда k
U
≫
≫ k
U ,oc
(
∞) (наиболее часто встречающийся на практике случай, k
U ,oc будет стремиться к k
U ,oc
(
∞) и выражение для k
U ,oc можно записать в виде ,oc
=
k
U ,oc
(
∞)
1
+
k
U ,oc
(
∞)
k
U
≈ k
U ,oc
(
∞)
(1 −
k
U ,oc
(
∞)
k
U
) ≈ k
U ,oc
(∞)(1 + где ε — относительная погрешность усиления, которая определяется как относительное изменение коэффициента усиления с обратной связью при изменении коэффициента усиления ОУ от бесконечно большого значения до некоторого конечного значения.
Относительная погрешность усиления может быть выражена в виде ,oc
(
∞) − k
U ,oc
k
U
.
(8.27)
Выводы
В тоже время из (8.27) вытекает, что ε ≈
k
U ,oc
(
∞)
k
U
, следовательно, чем больше, тем меньше погрешность усиления ОУ с обратной связью.
Другими словами, коэффициент усиления с обратной связью практически не зависит от изменения коэффициента усиления собственно ОУ, так как значительным изменениям коэффициента усиления без обратной связи соответствуют незначительные изменения коэффициента усиления с обратной связью.
На рис. 8.24 показана схема неинвертирующего ОУ, напряжение на выходе которой определяется выражением:
U
выx
= k
U ,oc
U
1
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
.
(8.28)
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
ип
U
+
VT1
VT2
вых
I
R1 3) Определить минимально допустимое значение выходного тока, если коэффициент передачи тока базы транзисторов β = 30, напряжение источника питания U
ип
= 15 B, напряжение на прямосмещенном эмиттерном переходе
U
бэ
= 0, 7 а максимально допустимое значение сопротивления резистора ограничено величиной R
1,max
= 50 кOм:
VT3
вых
I
VT1
VT2
R1
ип
U
+
4) Определить выходное напряжение схемы, если U
1
= 2 B, U
2
= 1 B, R
1
= 10 км 47 км, коэффициент усиления операционного усилителя k
U
= 10 4
:
вых
U
1
U
2
U
R
1
R
2 5) Определить коэффициент усиления операционного усилителя на частоте кГц, если частота единичного усиления составляет f
1
= 1 Гц, а частоты сопряжения f
c1
= 10 Гц, f
c2
= 3 Гц
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
История развития микроэлектроники сопровождается постоянным поиском физических и технологических принципов создания альтернативной элементной базы. К настоящему времени достигнуты значительные успехи в области функциональной электроники, одноэлектроники, оптоэлектроники, фотоники, квантовой электроники, биоэлектроники и других областях. В тоже время ни по одному из перечисленных направлений не создано технологической базы, обеспечивающей экономически конкурентное производство высоконадежной элементной базы.
В настоящее время полупроводниковая электроника и полупроводниковые технологии настолько развиты, в них ежегодно делаются такие капиталовложения,
что производительность микросхем каждые два года удваивается, и всякие попытки конкуренции с кремниевой индустрией, по мнению специалистов, обречены на провал. Вот почему даже такие новые области, как фотоника и спинтроника, отказавшись от использования электрического заряда как носителя информации, тем не менее не отказываются от полупроводников как материальной основы или, по крайней мере, борются зато, чтобы сделать свои устройства совместимыми с традиционными полупроводниковыми изделиями интегральной микроэлектроники.
Расширение функциональных возможностей интегральных микроэлектронных изделий в настоящее время обеспечивается новой тенденцией интегральной микроэлектроники, которая заключается в объединении нескольких функционально различных интегральных схем на одном кристалле (систем на кристалле, system- on-chip, SoC). Другой вариант интеграции сводится к объединению нескольких различных кристаллов интегральных схем водном корпусе (систем в корпусе, SiP), что позволяет с помощью одного устройства микроэлектроники решать целый комплекс задач
Приложениe А
ОТВЕТЫ НА КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
ПО ГЛАВАМ
Глава 1. Предмет микроэлектроники) Ответ увеличение сопротивлений интегральных резисторов и емкостей интегральных конденсаторов сопровождается увеличением требуемой площади кристаллов, что противоречит требованию микроминиатюризации микроэлектронной аппаратуры) Ответ процесс схемотехнического проектирования интегральных микросхем включает стадии структурного проектирования и схемного проектирования микросхем) Ответ микросхемы аналого-цифровых преобразователей относятся кана- логовым интегральным микросхемам, поскольку в виде цифровых кодов представлены только их выходные сигналы) Ответ используется отрицательная логика) Ответ Глава 2. Характеристики и параметры цифровых интегральных микросхем) Ответ 2.
2) Ответ 1,6 В) Ответ 0,5.
4) Ответ 19 нс) Ответ 12 мА
Глоссарий
169
Микроэлектроника — это область электроники, охватывающая исследование,
конструирование, производство и применение микроэлектронных изделий, основной разновидностью которых являются интегральные микросхемы.
Микросхемотехника — раздел микроэлектроники, охватывающий исследования и разработку электрических и структурных схем, используемых в ИМС и электронной аппаратуре на их основе.
Мультиплексор — коммутатор с нескольких входов на один выход.
Операционный усилитель это многоцелевая ИМС, предназначенная для построения схем с фиксированным коэффициентом и точно синтезированной передаточной функцией.
Передаточная характеристика — зависимость выходного напряжения от входного напряжения.
Пленочная интегральная микросхема — интегральная микросхема, все элементы и межэлементные соединения которой выполнены в виде пленок.
Плотность упаковки интегральной микросхемы — отношение суммы элементов интегральной микросхемы и (или) элементов, содержащихся в составе компонентов, к объему интегральной микросхемы.
Подложка интегральной микросхемы — заготовка из диэлектрического материала, предназначенная для нанесения на нее элементов гибридных интегральных микросхем, межэлементных и (или) межкомпонентных соединений, а также контактных площадок.
Полупроводниковая интегральная микросхема — интегральная микросхема, все элементы и межэлементные соединения которой выполнены в объеме или на поверхности полупроводникового материала.
Полупроводниковая пластина — заготовка из полупроводникового материала,
предназначенная для изготовления полупроводниковых интегральных микросхем.
Рабочая частота переключения — максимальная частота, на которой в наихудших условиях гарантируется срабатывание счетного триггера, составленного из логических элементов данной серии.
Регистр — последовательностное цифровое устройство, предназначенное для хранения и преобразования многоразрядных двоичных чисел.
Серия интегральных микросхем — совокупность типов интегральных микросхем, обладающих конструктивной электрической и, при необходимости, информационной и программной совместимостью и предназначенных для совместного применения.
Степень интеграции интегральной микросхемы — показатель степени сложности интегральной микросхемы, характеризуемый числом содержащихся в ней элементов и (или) компонентов
170
Глоссарий
Счетчик — последовательностное цифровое устройство, циклически переходящее из одного состояния в другое под воздействием счетных (тактовых) сигналов,
поступающих на его счетный (тактовый) вход.
Тип интегральной микросхемы — интегральная микросхема конкретного функционального назначения и определенного конструктивно-технологического и схемотехнического решения и имеющая свое условное обозначение.
Типономинал интегральной микросхемы — интегральная микросхема конкретного типа, отличающаяся от других микросхем того же типа одним или несколькими параметрами и требованиями к внешним воздействующим факторам.
Триггер — последовательностное цифровое устройство, которое может находиться водном из двух устойчивых состояний и переходить из одного состояния в другое под воздействием входных сигналов.
Цифровая интегральная микросхема — интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции.
Цифровой компаратор — комбинационное цифровое устройство сравнения двух
n-разрядных чисел, заданных в двоичном (двоично-десятичном) коде.
Шифратор — комбинационная схема, реализующая преобразование унитарного кода «1 изв разрядный двоичный код.
Элемент интегральной микросхемы — часть интегральной микросхемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая выполнена нераздельно от кристалла или подложки и не может быть выделена как самостоятельное изделие сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации
Таким образом, сточки зрения зависимости между переменным входным напряжением и переменными выходными токами дифференциальный усилитель при работе с сигналами малой амплитуды можно считать практически линейным устрой- ством.
Анализ выражений для токов I
к1
и I
к2
показывает, что притоки I
к1
и I
к2
являются функциями только дифференциального входного напряжения и абсолютно не зависят от любой синфазной составляющей входного напряжения. Таким образом, усилитель действительно является дифференциальным, или разностным усилителем, реагирующим на любое напряжение, общее для обоих входов.
Дифференциальные усилители на полевых транзисторах в принципе работают также, как и дифференциальные усилители на биполярных транзисторах.
Достоинствами дифференциального усилителя на полевых транзисторах являются очень высокое входное сопротивление (10 9
–
10 Ом) и очень маленький входной ток смещения (10
−9
–10
−12
А).
К недостаткам дифференциального усилителя на полевых транзисторах можно отнести довольно низкую передаточную проводимость и, как следствие этого, низкий коэффициент усиления по напряжению. Другой недостаток — довольно большое напряжение смещения пары полевых транзисторов по сравнению с парой биполярных транзисторов.
Схема дифференциального усилителя на полевых транзисторах с p-n-переходом
приведена на рис. 8.14.
ип
U
-
VT1
VT2
ип
U
+
1
c
I
2
c
I
диф
U
1
зи
U
2
зи
U
выхд
U
0
I
c
R
c
R
Рис. 8.14 – Дифференциальный усилитель на полевых транзисторах с p-n-переходом
На рис. 8.15 представлен нормированный график передаточной характеристики дифференциального усилителя на полевых транзисторах с переходом
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
131
Для малых значений U
диф зависимость между U
диф и ∆I имеет вид:
U
диф
≈ U
oтc
(
I
0
I
c.нaч
)
1 2 ⋅ 1
√
2
[(1 −
∆I
I
0
) − (1 +
∆I
I
0
)] = т I
c.нaч
.
1
c
I
2
c
I
1
c
I
2
c
I
т
g
Наклон
т
g
Наклон
0,7
-0,7 0
0,5 1,0 0
2 0
1
I
I
I
I
c
c
,
N
диф
U
U
Рис. 8.15 – Передаточная характеристика дифференциального усилителя на полевых транзисторах, нормирующий множитель U
N
= −U
отс
√
I
0
/I
c. нач для полевых транзисторов с переходом и U
N
=
√
I
0
/K для МОП-транзисторов.
Из анализа графика (рис. 8.15) передаточной характеристики дифференциального усилителя на полевых транзисторах следует, что её можно линейно аппроксимировать в достаточно большом диапазоне нормированного входного напряжения.
Этот линейный участок лежит в диапазоне от U
диф
= до U
диф
= +Дифференциальные усилители с активной нагрузкой. Для выделения переменного выходного напряжения из переменной составляющей коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2 необходима нагрузка.
Нагрузка может быть пассивной, состоящей из двух нагрузочных резисторов R
к
(рис. 8.12), либо активной. В случае активной нагрузки для преобразования тока в напряжение используются тран- зисторы.
Известно, что коэффициент усиления по напряжению несимметричного выхода дифференциального усилителя (рис. 8.12) равен к. Поскольку величина
I
0
в дифференциальных усилителях обычно очень мала, часто порядка нескольких микроампер, то для получения достаточно большого коэффициента усиления требуется очень большое сопротивление R
к
(порядка 1 МОм. Однако такое большое сопротивление нагрузки приводит кряду недостатков, особенно в интегральных дифференциальных усилителях в ИМС площадь, необходимая под резистор, примерно пропорциональна его сопротивлению, поэтому резистор сочень большим сопротивлением занимает слишком много места на кристалле ИМС.
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники у резистора большого сопротивления велика паразитная ёмкость, что в результате даст очень большую постоянную времени, а это, в свою очередь,
будет накладывать ограничения на частотную характеристику дифференциального усилителя для нормальной работы дифференциального усилителя транзисторы всегда должны оставаться в активном режиме и никогда не попадать в область насыщения. Это ограничивает максимальное входное напряжение, подаваемое на базы транзисторов VT1 и VT2. Оно должно быть таким, чтобы переход коллектор-база был смещён в прямом направлении не более чем на 0.5 В. На нагрузочном резисторе будет создаваться падение напряжения ка напряжение на коллекторе кип к будет много меньше, чем напряжение источника питания (
+U
ип
). В результате диапазон изменения входного напряжения дифференциального усилителя значительно умень- шится.
Выводы
Вследствие указанных недостатков в большинстве интегральных дифференциальных усилителей применяют активную нагрузку в виде схемы токового зеркала.
Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде токового зеркала представлен на рис. Схема токового зеркала является одной из простых схем активной нагрузки в дифференциальных усилителях 1
I
2
I
ип
U
-
ип
U
+
0
I
3
I
4
I
Вх.1
Вх.2
Вых.
Рис. 8.16 – Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде токового зеркала
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
133
Падение напряжения на транзисторах VT3, VT4 активной нагрузки примерно равно 2 U
бэ
, напряжение на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 равно (U
ип
−2U
бэ
).
Падение напряжения на переходе база-эмиттер связано логарифмической зависимостью стоком через него, и при изменении тока в отношении 10 : 1 результирующее напряжение U
бэ составляет всего 60 мВ. Это значит, что падение напряжения на активной нагрузке в реальных условиях будет примерно постоянным, равным 0.06) В. Поскольку напряжение на базах транзисторов VT1 и VT2, не приводящее к насыщению транзисторов, не должно превышать напряжение на коллекторах более чем на 0.5 В, то диапазон изменения входного напряжения ограничен сверху величиной (U
ип
− 1.2 + 0.5) В = (U
ип
− 0.7) В, что всего на 0.7 В меньше положительного напряжения питания.
Активная нагрузка содержит два транзистора и поэтому занимает очень мало место на кристалле ИМС. Выходная или коллекторная ёмкость транзистора определяет паразитную ёмкость активной нагрузки и приблизительно равна) пФ, то есть относительно невелика. Активная нагрузка позволяет получить коэффициент усиления каскада дифференциального усилителя более 10 3
, причём падение напряжения на ней будет не более чем 1.2 В. Таким образом, активная нагрузка не подвержена недостаткам пассивной нагрузки. Кроме того, немаловажно, что коэффициент усиления дифференциального каскада с активной нагрузкой в виде токового зеркала не зависит оттока источника постоянного тока. Значение тока можно выбрать достаточно малым (порядка 20 мкА, причём коэффициент усиления в этом случае останется большим. Желательно, чтобы было мало, так как это приведёт к малому входному току, а входное сопротивление станет большим. Выбор слишком малых величин нежелателен, так как это приведёт к уменьшению частотного диапазона и ухудшению переходной характеристики усилителя.
В большинстве случаев, когда необходимо, чтобы значение входного тока было мало, лучше всего использовать в дифференциальном усилителе полевые транзисторы (МОП или с переходом, работающие при относительно больших токах
I
0
(рис. 8.17).
VT1
VT2 1
I
2
I
ип
U
-
ип
U
+
0
I
3
I
4
I
Вх.1
Вх.2
Вых.
VT3 Рис. 8.17 – Дифференциальный усилитель на МОП-транзисторах с активной нагрузкой в виде токового зеркала
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
135
Вследствие того, что сточки зрения допустимых размахов выходных напряжений схема асимметрична, а её коэффициент полезного действия невелик, использование простой схемы ОК (рис. 8.18, a) ограничено. Размах напряжений можно сделать симметричным, а КПД улучшить путём введения резистора R
1
> U
−
ип
/R
э и замены эмиттерного резистора источником тока, как это показано на рис. 8.18, б.
Симметричный размах и малые искажения выходного сигнала можно обеспечить в двухтактных выходных каскадах. На рис. 8.19 показана схема выходного каскада класса A, построенного на n-p-n-транзисторах.
Транзисторы VT1 и VT2 управляются транзистором VT4. Транзисторы и VT3 используются в качестве источника тока, коэффициент передачи которого зависит от отношения активных площадей транзисторов VT2 и Коллекторный ток транзистора VT1 уменьшается, а транзистора VT2 возрастает с увеличением входного напряжения. Максимальные токи транзисторов и VT4 соответствуют значениям кип U
−
ип
R
к
, к, max
= кип U
−
ип
)
R
к
.
ип
U
-
вых
U
ип
U
+
вх
U
VT1
VT2
VT3
н
R
VT4
к
R
Рис. 8.19 – Двухтактный выходной каскад на транзисторах, работающих в режиме А
Если выходное напряжение равно нулю, то токи покоя транзисторов VT1 и равны к I
к2
≈
B
2
U
+
ип
R
к
Поскольку каскад работает в режиме класса A, потребляемая на холостом ходу мощность довольно велика. Если входное напряжение уменьшается, токи транзисторов и VT4 также уменьшаются, а ток транзистора VT1 увеличивается. Если транзистор VT4 закрывается, выходной ток становится равным:
I
к1
=
β
1
(U
+
ип
− вы U
бэ
)
R
к
.
(8.19)
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
137
ния U
вx.д
= в. н в. и и коэффициенты усиления для инвертирующего и неинвер-
тирующего входов равны и противоположны по знаку.
Идеальная передаточная характеристика ОУ показана на рис. 8.21, на ней можно выделить линейную область область усиления, где вы в. д, ограниченную сверху и снизу областями насыщения, где выходное напряжение не реагирует на изменение дифференциальной составляющей входного напряжения в. д
Поскольку усиление очень велико, особенно на низких частотах, где оно лежит в пределах 10 5
− 10 6
, ширина линейной зоны весьма незначительна и может быть определена из выражения в. д
=
U
+
ип
+
∣U
−
ип
∣ − Если напряжение питания ОУ равно В, тов. д − 200) мкВ. Следовательно, чтобы напряжение на выходе ОУ было равно усиленному значению напряжения на входе, амплитуда входного напряжения должна быть достаточно малой, как правило, менее 1 мВ. В противном случае ОУ пропадает в область насыщения и выходное напряжение не повторяет входное, а форма выходного сигнала будет сильно искажённой.
вых
U
вх
д
U
+
ип
U
-
ип
U
линейная область область насыщения область насыщения
Рис. 8.21 – Передаточная характеристика ОУ
ОУ обычно охватывают петлей обратной связи, так что часть выходного напряжения подаётся на инвертирующий вход (рис. 8.28). При этом выполняются условия реализации отрицательной обратной связи. Наличие большого коэффициента усиления прямой передачи позволяет применять глубокую отрицательную обратную связь, что открывает возможности для получения характеристик, определяемых только пассивными элементами цепи обратной связи.
Коэффициент, показывающий, какая часть выходного напряжения возвращается на инвертирующий вход, называют коэффициентом обратной связи F.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники у резистора большого сопротивления велика паразитная ёмкость, что в результате даст очень большую постоянную времени, а это, в свою очередь,
будет накладывать ограничения на частотную характеристику дифференциального усилителя для нормальной работы дифференциального усилителя транзисторы всегда должны оставаться в активном режиме и никогда не попадать в область насыщения. Это ограничивает максимальное входное напряжение, подаваемое на базы транзисторов VT1 и VT2. Оно должно быть таким, чтобы переход коллектор-база был смещён в прямом направлении не более чем на 0.5 В. На нагрузочном резисторе будет создаваться падение напряжения ка напряжение на коллекторе кип к будет много меньше, чем напряжение источника питания (
+U
ип
). В результате диапазон изменения входного напряжения дифференциального усилителя значительно умень- шится.
Выводы
Вследствие указанных недостатков в большинстве интегральных дифференциальных усилителей применяют активную нагрузку в виде схемы токового зеркала.
Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде токового зеркала представлен на рис. Схема токового зеркала является одной из простых схем активной нагрузки в дифференциальных усилителях 1
I
2
I
ип
U
-
ип
U
+
0
I
3
I
4
I
Вх.1
Вх.2
Вых.
Рис. 8.16 – Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде токового зеркала
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
133
Падение напряжения на транзисторах VT3, VT4 активной нагрузки примерно равно 2 U
бэ
, напряжение на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 равно (U
ип
−2U
бэ
).
Падение напряжения на переходе база-эмиттер связано логарифмической зависимостью стоком через него, и при изменении тока в отношении 10 : 1 результирующее напряжение U
бэ составляет всего 60 мВ. Это значит, что падение напряжения на активной нагрузке в реальных условиях будет примерно постоянным, равным 0.06) В. Поскольку напряжение на базах транзисторов VT1 и VT2, не приводящее к насыщению транзисторов, не должно превышать напряжение на коллекторах более чем на 0.5 В, то диапазон изменения входного напряжения ограничен сверху величиной (U
ип
− 1.2 + 0.5) В = (U
ип
− 0.7) В, что всего на 0.7 В меньше положительного напряжения питания.
Активная нагрузка содержит два транзистора и поэтому занимает очень мало место на кристалле ИМС. Выходная или коллекторная ёмкость транзистора определяет паразитную ёмкость активной нагрузки и приблизительно равна) пФ, то есть относительно невелика. Активная нагрузка позволяет получить коэффициент усиления каскада дифференциального усилителя более 10 3
, причём падение напряжения на ней будет не более чем 1.2 В. Таким образом, активная нагрузка не подвержена недостаткам пассивной нагрузки. Кроме того, немаловажно, что коэффициент усиления дифференциального каскада с активной нагрузкой в виде токового зеркала не зависит оттока источника постоянного тока. Значение тока можно выбрать достаточно малым (порядка 20 мкА, причём коэффициент усиления в этом случае останется большим. Желательно, чтобы было мало, так как это приведёт к малому входному току, а входное сопротивление станет большим. Выбор слишком малых величин нежелателен, так как это приведёт к уменьшению частотного диапазона и ухудшению переходной характеристики усилителя.
В большинстве случаев, когда необходимо, чтобы значение входного тока было мало, лучше всего использовать в дифференциальном усилителе полевые транзисторы (МОП или с переходом, работающие при относительно больших токах
I
0
(рис. 8.17).
VT1
VT2 1
I
2
I
ип
U
-
ип
U
+
0
I
3
I
4
I
Вх.1
Вх.2
Вых.
VT3 Рис. 8.17 – Дифференциальный усилитель на МОП-транзисторах с активной нагрузкой в виде токового зеркала
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Выходные каскады. Выходной каскад интегрального усилителя должен иметь малое выходное сопротивление, малые нелинейные искажения, способность обеспечивать высокие уровни напряжения, тока или мощности.
Из трёх основных схем включения транзистора (с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой) схема с общим коллектором (ОК) обеспечивает наименьшее выходное сопротивление, а также относительно малые нелинейные искажения. Простейшая схема выходного каскада на транзисторе при включении по схеме ОК показана на рис. 8.18, a. Если схема (рис. 8.18, a) предназначена для использования в качестве каскада с непосредственной связью, то напряжение на базе транзистора VT1 обычно задаётся таким, чтобы напряжение на эмиттере было равно нулю. При этом ток покоя I
э
=
U
−
ип
R
э
. Если выходное напряжение положительное,
ток транзистора составит:
I
+
э
=
−U
−
ип
+ U
+
выx
R
э
+
U
+
выx
R
н
= I
э
+
U
+
выx
(R
э
+ R
н
)
R
э
R
н
.
(8.17)
Из выражения (8.17) видно, что единственным элементом, практически ограничивающим ток транзистора, а следовательно, и допустимый размах напряжения,
является сопротивление нагрузки R
н
а
б
вх
U
вых
U
ип
U
+
ип
U
-
VT1
э
R
н
R
ип
U
-
вых
U
ип
U
+
вх
U
VT1
VT2
VT3
н
R
R1
Рис. 8.18 – Выходные каскады на транзисторах при включении по схеме ОК:
а — базовая схема б — схема стоковым зеркалом
Таким образом, напряжение вы. max может быть очень близким к напряжению питания U
+
ип
. Если выходное напряжение отрицательно, то ток транзистора уменьшается до значения:
I
−
э
= I
э
+
U
−
выx
(R
э
+ R
н
)
R
э
R
н и ограничивается током покоя эмиттера. В предельном случае, когда э 0, ток покоя эмиттера I
э
=
U
−
ип
R
э
=
U
−
выx. э+ R
н
)
R
э
R
н
, откуда максимальная амплитуда отрицательного напряжения:
U
−
выx. max
=
U
−
ип
R
н
R
э
+ н вы. max
.
(8.18)
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Выходные каскады. Выходной каскад интегрального усилителя должен иметь малое выходное сопротивление, малые нелинейные искажения, способность обеспечивать высокие уровни напряжения, тока или мощности.
Из трёх основных схем включения транзистора (с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой) схема с общим коллектором (ОК) обеспечивает наименьшее выходное сопротивление, а также относительно малые нелинейные искажения. Простейшая схема выходного каскада на транзисторе при включении по схеме ОК показана на рис. 8.18, a. Если схема (рис. 8.18, a) предназначена для использования в качестве каскада с непосредственной связью, то напряжение на базе транзистора VT1 обычно задаётся таким, чтобы напряжение на эмиттере было равно нулю. При этом ток покоя I
э
=
U
−
ип
R
э
. Если выходное напряжение положительное,
ток транзистора составит:
I
+
э
=
−U
−
ип
+ U
+
выx
R
э
+
U
+
выx
R
н
= I
э
+
U
+
выx
(R
э
+ R
н
)
R
э
R
н
.
(8.17)
Из выражения (8.17) видно, что единственным элементом, практически ограничивающим ток транзистора, а следовательно, и допустимый размах напряжения,
является сопротивление нагрузки R
н
а
б
вх
U
вых
U
ип
U
+
ип
U
-
VT1
э
R
н
R
ип
U
-
вых
U
ип
U
+
вх
U
VT1
VT2
VT3
н
R
R1
Рис. 8.18 – Выходные каскады на транзисторах при включении по схеме ОК:
а — базовая схема б — схема стоковым зеркалом
Таким образом, напряжение вы. max может быть очень близким к напряжению питания U
+
ип
. Если выходное напряжение отрицательно, то ток транзистора уменьшается до значения:
I
−
э
= I
э
+
U
−
выx
(R
э
+ R
н
)
R
э
R
н и ограничивается током покоя эмиттера. В предельном случае, когда э 0, ток покоя эмиттера I
э
=
U
−
ип
R
э
=
U
−
выx. э+ R
н
)
R
э
R
н
, откуда максимальная амплитуда отрицательного напряжения:
U
−
выx. max
=
U
−
ип
R
н
R
э
+ н вы. max
.
(8.18)
8.1 Функциональные узлы аналоговых интегральных микросхем
135
Вследствие того, что сточки зрения допустимых размахов выходных напряжений схема асимметрична, а её коэффициент полезного действия невелик, использование простой схемы ОК (рис. 8.18, a) ограничено. Размах напряжений можно сделать симметричным, а КПД улучшить путём введения резистора R
1
> U
−
ип
/R
э и замены эмиттерного резистора источником тока, как это показано на рис. 8.18, б.
Симметричный размах и малые искажения выходного сигнала можно обеспечить в двухтактных выходных каскадах. На рис. 8.19 показана схема выходного каскада класса A, построенного на n-p-n-транзисторах.
Транзисторы VT1 и VT2 управляются транзистором VT4. Транзисторы и VT3 используются в качестве источника тока, коэффициент передачи которого зависит от отношения активных площадей транзисторов VT2 и Коллекторный ток транзистора VT1 уменьшается, а транзистора VT2 возрастает с увеличением входного напряжения. Максимальные токи транзисторов и VT4 соответствуют значениям кип U
−
ип
R
к
, к, max
= кип U
−
ип
)
R
к
.
ип
U
-
вых
U
ип
U
+
вх
U
VT1
VT2
VT3
н
R
VT4
к
R
Рис. 8.19 – Двухтактный выходной каскад на транзисторах, работающих в режиме А
Если выходное напряжение равно нулю, то токи покоя транзисторов VT1 и равны к I
к2
≈
B
2
U
+
ип
R
к
Поскольку каскад работает в режиме класса A, потребляемая на холостом ходу мощность довольно велика. Если входное напряжение уменьшается, токи транзисторов и VT4 также уменьшаются, а ток транзистора VT1 увеличивается. Если транзистор VT4 закрывается, выходной ток становится равным:
I
к1
=
β
1
(U
+
ип
− вы U
бэ
)
R
к
.
(8.19)
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Из выражения (8.19) следует, что при закрытом транзисторе VT4 выходной ток ограничивается коэффициентом усиления потоку и коллекторным сопротивлением резистора к. Высокий КПД, симметричность размаха сигнала и малые нелинейные искажения могут быть получены в схеме, в которой используются эмиттерные повторители на комплементарных транзисторах, работающие в режиме В двухтактных каскадах в качестве транзистора используют торцевой транзистор, недостатком которого является низкое значение β, уменьшающее коэффициент усиления выходного каскада для сигналов запирающей полярности. Для увеличения β применяют составной транзистор, образующий одно плечо двухтактного выходного каскада. Составной транзистор строят либо на комплементарных парах, либо на паре торцевых транзисторов Интегральные операционные усилители и их основные свойства
Операционный усилитель (ОУ) представляет собой усилитель
постоянного тока с высоким входными низким выходным сопротивлениями, обеспечивающий большой коэффициент усиления по
напряжению.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Известно, что усилители постоянного тока с малым дрейфом и гальваническими связями могут быть построены только с дифференциальными каскадами на входе. Поэтому операционные усилители всегда имеют два входа (рис. Вследствие использования дифференциального входного каскада ОУ имеет очень большой коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала, что позволяет в первом приближении связь между входными выходным напряжениями представить в виде:
U
выx
= в. н в. и
),
(8.20)
где k
U
— коэффициент усиления ОУ по напряжению.
вхд
U
вхн
U
вхи
U
вы
х
U
Рис. 8.20 – Условное графическое обозначение интегрального операционного усилителя
Выражение (8.20) означает, что в идеале выходное напряжение операционного усилителя зависит только от дифференциальной составляющей входного напряже-
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Из выражения (8.19) следует, что при закрытом транзисторе VT4 выходной ток ограничивается коэффициентом усиления потоку и коллекторным сопротивлением резистора к. Высокий КПД, симметричность размаха сигнала и малые нелинейные искажения могут быть получены в схеме, в которой используются эмиттерные повторители на комплементарных транзисторах, работающие в режиме В двухтактных каскадах в качестве транзистора используют торцевой транзистор, недостатком которого является низкое значение β, уменьшающее коэффициент усиления выходного каскада для сигналов запирающей полярности. Для увеличения β применяют составной транзистор, образующий одно плечо двухтактного выходного каскада. Составной транзистор строят либо на комплементарных парах, либо на паре торцевых транзисторов Интегральные операционные усилители и их основные свойства
Операционный усилитель (ОУ) представляет собой усилитель
постоянного тока с высоким входными низким выходным сопротивлениями, обеспечивающий большой коэффициент усиления по
напряжению.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Известно, что усилители постоянного тока с малым дрейфом и гальваническими связями могут быть построены только с дифференциальными каскадами на входе. Поэтому операционные усилители всегда имеют два входа (рис. Вследствие использования дифференциального входного каскада ОУ имеет очень большой коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала, что позволяет в первом приближении связь между входными выходным напряжениями представить в виде:
U
выx
= в. н в. и
),
(8.20)
где k
U
— коэффициент усиления ОУ по напряжению.
вхд
U
вхн
U
вхи
U
вы
х
U
Рис. 8.20 – Условное графическое обозначение интегрального операционного усилителя
Выражение (8.20) означает, что в идеале выходное напряжение операционного усилителя зависит только от дифференциальной составляющей входного напряже-
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
137
ния U
вx.д
= в. н в. и и коэффициенты усиления для инвертирующего и неинвер-
тирующего входов равны и противоположны по знаку.
Идеальная передаточная характеристика ОУ показана на рис. 8.21, на ней можно выделить линейную область область усиления, где вы в. д, ограниченную сверху и снизу областями насыщения, где выходное напряжение не реагирует на изменение дифференциальной составляющей входного напряжения в. д
Поскольку усиление очень велико, особенно на низких частотах, где оно лежит в пределах 10 5
− 10 6
, ширина линейной зоны весьма незначительна и может быть определена из выражения в. д
=
U
+
ип
+
∣U
−
ип
∣ − Если напряжение питания ОУ равно В, тов. д − 200) мкВ. Следовательно, чтобы напряжение на выходе ОУ было равно усиленному значению напряжения на входе, амплитуда входного напряжения должна быть достаточно малой, как правило, менее 1 мВ. В противном случае ОУ пропадает в область насыщения и выходное напряжение не повторяет входное, а форма выходного сигнала будет сильно искажённой.
вых
U
вх
д
U
+
ип
U
-
ип
U
линейная область область насыщения область насыщения
Рис. 8.21 – Передаточная характеристика ОУ
ОУ обычно охватывают петлей обратной связи, так что часть выходного напряжения подаётся на инвертирующий вход (рис. 8.28). При этом выполняются условия реализации отрицательной обратной связи. Наличие большого коэффициента усиления прямой передачи позволяет применять глубокую отрицательную обратную связь, что открывает возможности для получения характеристик, определяемых только пассивными элементами цепи обратной связи.
Коэффициент, показывающий, какая часть выходного напряжения возвращается на инвертирующий вход, называют коэффициентом обратной связи F.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Для схемы на рис. 8.22 коэффициент обратной связи F определяется из соот- ношения:
F
=
U
′выx
U
выx
=
Z
1
Z
1
+ Используя основное уравнение вы в. н в. и) функционирования ОУ
и учитывая, что дифференциальная составляющая входного напряжения больше неравна в. д в. н в. и, а подчиняется равенству:
U
вx. д в. н
−
(U
′
вx. ивы в. н в. и FU
выx
,
получим:
U
выx
=
k
U
1
+ в. н в. ив. н в. и) где k
U ,oc
=
k
U
1
+ Fk
U
— коэффициент усиления с обратной связью.
вых
вхи
U
U
¢
+
¢
вых
U
вхн
U
вхи
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.22 – Схема включения ОУ с отрицательной обратной связью
При этом в. ив. и
.
Из (8.22) следует, что коэффициент усиления ОУ с отрицательной обратной связью равен k
U ,oc
=
k
U
1
+ и меньше коэффициента усиления ОУ без обратной связи.
Величину называют петлевым усилителем. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . При большом петлевом усилении, когда Fk
U
≫ 1, коэффициент усиления ОУ
с отрицательной обратной связью практически не зависит от коэффициента без обратной связи, а определяется главным образом параметрами петли обратной связи.
Для схемы (рис. 8.22) F =
Z
1
Z
1
+ Z
2
, откуда следует, что k
U ,oc
=
1
F
= 1 +
Z
2
Z
1
, а значит ,oc определяется соотношением сопротивлений и Z
2
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Для схемы на рис. 8.22 коэффициент обратной связи F определяется из соот- ношения:
F
=
U
′выx
U
выx
=
Z
1
Z
1
+ Используя основное уравнение вы в. н в. и) функционирования ОУ
и учитывая, что дифференциальная составляющая входного напряжения больше неравна в. д в. н в. и, а подчиняется равенству:
U
вx. д в. н
−
(U
′
вx. ивы в. н в. и FU
выx
,
получим:
U
выx
=
k
U
1
+ в. н в. ив. н в. и) где k
U ,oc
=
k
U
1
+ Fk
U
— коэффициент усиления с обратной связью.
вых
вхи
U
U
¢
+
¢
вых
U
вхн
U
вхи
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.22 – Схема включения ОУ с отрицательной обратной связью
При этом в. ив. и
.
Из (8.22) следует, что коэффициент усиления ОУ с отрицательной обратной связью равен k
U ,oc
=
k
U
1
+ и меньше коэффициента усиления ОУ без обратной связи.
Величину называют петлевым усилителем. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . При большом петлевом усилении, когда Fk
U
≫ 1, коэффициент усиления ОУ
с отрицательной обратной связью практически не зависит от коэффициента без обратной связи, а определяется главным образом параметрами петли обратной связи.
Для схемы (рис. 8.22) F =
Z
1
Z
1
+ Z
2
, откуда следует, что k
U ,oc
=
1
F
= 1 +
Z
2
Z
1
, а значит ,oc определяется соотношением сопротивлений и Z
2
1 ... 10 11 12 13 14 15 16 17 18
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
139
При этом:
U
выx
=
k
U
1
+ в. н
−
Z
2
U
вx.и
Z
1
+ Z
2
)∣
Fk
U
≫1
=
=
(1 +
Z
2
Z
1
) (U
вx.н
−
Z
2
U
вx. ив. н
−
Z
2
Z
1
U
вx. и
.
(8.23)
Из выражения (8.23) для выходного напряжения следует, что входной сигнал
U
вx. н, который поступает на неинвертирующий вход ОУ, передаётся на выход ОУ
с коэффициентом усиления (1
+ Z
2
/Z
1
), а коэффициент усиления другого входного сигнала в. и, во-первых, имеет отрицательный знаки, во-вторых, учитывает преобразование делителем напряжения (Z
1
, Z
2
) и равен+ Z
2
) ⋅ [−(1 +
Z
2
Z
1
)] = При анализе схем включения ОУ с отрицательной обратной связью чаще всего придерживаются следующей последовательности Проводят анализ методом узловых потенциалов, полагая ОУ идеальным с бесконечно большим коэффициентом усиления. Несмотря на то, что такой режим практически неосуществим, он является хорошей аппроксимацией реальных ситуаций, и поэтому результаты его анализа имеют большую практическую ценность Проводят анализ, полагая ОУ идеальным с конечным коэффициентом усиления Рассматривают особенности работы ОУ при условии, что его характеристики не являются идеальными.
Проведём анализ схемы на рис. 8.23. Предположим, что ОУ — идеальный усилитель напряжения и что его входы не потребляют тока от источника входных сигналов.
Если предположить, что коэффициент усиления ОУ без обратной связи стремится к бесконечности (аппроксимация с большим коэффициентом усиления, то входное напряжение в. д будет стремиться к нулю
(U
вx. д
=
U
выx
k
U
→ 0 при k
U
→ так как выходное напряжение вы должно быть конечным. Следовательно, в узлах и «y» напряжение равно U
x
= U
y
= U
1
вых
U
1
U
1
Z
2
Z
2
U
вх
д
U
x Рис. 8.23 – Схема включения ОУ для анализа методом узловых потенциалов
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Для узла «x» справедливо уравнение U
1
)
1
Z
1
=
(U
1
− U
выx
)
1
Z
2
.
Решая это уравнение относительно вы, получим:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
−
(
Z
2
Z
1
) Если коэффициент усиления ОУ без обратной связи имеет конечное значение,
то в. д
=
U
выx
k
U
, U
x
= U
1
−
U
выx
k
U
.
Для узла «x» справедливо уравнение U
1
+
U
выx
k
U
)Y
1
=
(U
1
−
U
выx
k
U
− вы) где и Решая это уравнение относительно вы, получим:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
−
(
Z
2
Z
1
) U
2 1
+
1
k
U
(1 +
Z
2
Z
1
)
.
(8.25)
Выводы
Анализ выражения (8.25) показывает, что выходное напряжение, а следовательно, и коэффициент усиления ОУ с обратной связью являются функцией коэффициента усиления ОУ без обратной связи. Очевидно также и то, что при достижении коэффициентом усиления ОУ без обратной связи очень больших значений (по сравнению с 1
+ Z
2
/Z
1
) коэффициент усиления ОУ с обратной связью будет всё
меньше зависеть от коэффициента усиления ОУ без обратной связи и всё больше будет приближаться к значению, которое определено аппроксимацией с бесконечно большим коэффициентом усиления».
Например, если в формуле (8.25) U
2
= 0, то:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
)
1
+
1
k
U
(1 +откуда коэффициент усиления ОУ с обратной связью равен вы +
Z
2
Z
1
)
1
+
1
k
U
(1 +
Z
2
Z
1
)
.
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Для узла «x» справедливо уравнение U
1
)
1
Z
1
=
(U
1
− U
выx
)
1
Z
2
.
Решая это уравнение относительно вы, получим:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
−
(
Z
2
Z
1
) Если коэффициент усиления ОУ без обратной связи имеет конечное значение,
то в. д
=
U
выx
k
U
, U
x
= U
1
−
U
выx
k
U
.
Для узла «x» справедливо уравнение U
1
+
U
выx
k
U
)Y
1
=
(U
1
−
U
выx
k
U
− вы) где и Решая это уравнение относительно вы, получим:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
−
(
Z
2
Z
1
) U
2 1
+
1
k
U
(1 +
Z
2
Z
1
)
.
(8.25)
Выводы
Анализ выражения (8.25) показывает, что выходное напряжение, а следовательно, и коэффициент усиления ОУ с обратной связью являются функцией коэффициента усиления ОУ без обратной связи. Очевидно также и то, что при достижении коэффициентом усиления ОУ без обратной связи очень больших значений (по сравнению с 1
+ Z
2
/Z
1
) коэффициент усиления ОУ с обратной связью будет всё
меньше зависеть от коэффициента усиления ОУ без обратной связи и всё больше будет приближаться к значению, которое определено аппроксимацией с бесконечно большим коэффициентом усиления».
Например, если в формуле (8.25) U
2
= 0, то:
U
выx
=
(1 +
Z
2
Z
1
)
1
+
1
k
U
(1 +откуда коэффициент усиления ОУ с обратной связью равен вы +
Z
2
Z
1
)
1
+
1
k
U
(1 +
Z
2
Z
1
)
.
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
141
По мере приближения к бесконечности k
U ,oc стремится к пределу, который обозначается k
U ,oc
(
∞). В данном примере k
U ,oc
(∞) = 1 + Z
2
/Z
1
, и выражение для k
U ,oc можно представить в виде k
U ,oc
=
k
U ,oc
(
∞)
1
+
k
U ,oc
(
∞)
k
U
. Отсюда следует, что при малых значениях k
U
, удовлетворяющих условию k
U
≪ k
U ,oc
(∞), k
U ,oc
≈ Если k
U
= k
U ,oc
(
∞), то k
U ,oc
=
1 2
k
U ,oc
(
∞). При больших значениях k
U
, когда k
U
≫
≫ k
U ,oc
(
∞) (наиболее часто встречающийся на практике случай, k
U ,oc будет стремиться к k
U ,oc
(
∞) и выражение для k
U ,oc можно записать в виде ,oc
=
k
U ,oc
(
∞)
1
+
k
U ,oc
(
∞)
k
U
≈ k
U ,oc
(
∞)
(1 −
k
U ,oc
(
∞)
k
U
) ≈ k
U ,oc
(∞)(1 + где ε — относительная погрешность усиления, которая определяется как относительное изменение коэффициента усиления с обратной связью при изменении коэффициента усиления ОУ от бесконечно большого значения до некоторого конечного значения.
Относительная погрешность усиления может быть выражена в виде ,oc
(
∞) − k
U ,oc
k
U
.
(8.27)
Выводы
В тоже время из (8.27) вытекает, что ε ≈
k
U ,oc
(
∞)
k
U
, следовательно, чем больше, тем меньше погрешность усиления ОУ с обратной связью.
Другими словами, коэффициент усиления с обратной связью практически не зависит от изменения коэффициента усиления собственно ОУ, так как значительным изменениям коэффициента усиления без обратной связи соответствуют незначительные изменения коэффициента усиления с обратной связью.
На рис. 8.24 показана схема неинвертирующего ОУ, напряжение на выходе которой определяется выражением:
U
выx
= k
U ,oc
U
1
=
(1 +
Z
2
Z
1
) U
1
.
(8.28)
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
вых
U
1
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.24 – Схема неинвертирующего ОУ
На рис. 8.25 изображены передаточные характеристики ОУ с обратной связью и без не. Поскольку коэффициент усиления с обратной связью может быть много меньше коэффициента усиления ОУ без обратной связи, то динамический диапазон входного напряжения для линейного режима ОУ можно значительно расширить по сравнению с ОУ без обратной связи.
вых
U
вх
д
U
без обратной связи с обратной связью
Рис. 8.25 – Передаточные характеристики в случаях с обратной связью и без обратной связи
Коэффициенты усиления ОУ без обратной связи обычно сильно отличаются друг от друга даже в пределах партии однотипных ОУ.
Расхождения в значениях между отдельными образцами могут достигать отношения 3:1 и даже 10:1. Коэффициент усиления ОУ без обратной связи сильно зависит от частоты входного сигнала и может меняться от 10 на низких частотах
(от 0 до 10 Гц) вплоть до значений менее единицы на частотах несколько МГц.
Кроме того, коэффициент усиления зависит от колебаний напряжения питания ОУ
и температурных воздействий.
Охват петлей отрицательной обратной связи приводит к относительной независимости коэффициента усиления k
U ,oc от коэффициента усиления k
U
. В этих
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
143
условиях k
U ,oc главным образом зависит от параметров петли. В частности, в рассматриваемом случае k
U ,oc
=
(1 + Z
2
/Z
1
).
Выводы
Поскольку отношение сопротивлений резисторов можно подобрать равным необходимому значению и обеспечить условия независимости этого отношения от питающих напряжений, температуры и частоты, использование отрицательной
обратной связи позволяет получить не только точно установленное, но и стабильное значение коэффициента усиления.
На рис. 8.26 показана другая простая схема включения ОУ. Для данной схемы напряжение на выходе вы −
Z
2
Z
1
U
2
, следовательно, это инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления k
U ,oc
=
(−Z
2
/Z
1
).
вых
U
2
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.26 – Схема инвертирующего ОУ
Усилитель с обратной связью, в котором используется идеальный ОУ, всегда можно свести к двум базовым включениям инвертирующий усилитель с параллельной обратной связью по напряжению и неинвертирующий усилитель с последовательной обратной связью по напряжению.
Идеальный ОУ имеет нулевое выходное сопротивление и бесконечные полосу пропускания, коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала, коэффициент усиления по напряжению, входные сопротивления для дифференциальной и синфазной составляющих. При отсутствии дифференциальной составляющей входного сигнала выходной сигнал равен нулю, что означает отсутствие в ОУ
начальных смещения, дрейфа и шума.
Реальный ОУ не обладает свойствами идеального. Различия между ними сводятся к следующему Коэффициент усиления конечный, обычно 60 ÷140 дБ, поэтому коэффициент усиления ОУ с обратной связью является функцией коэффициента усиления ОУ без обратной связи Выходное напряжение ограничено динамическим диапазоном напряжения выходного каскада
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
вых
U
1
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.24 – Схема неинвертирующего ОУ
На рис. 8.25 изображены передаточные характеристики ОУ с обратной связью и без не. Поскольку коэффициент усиления с обратной связью может быть много меньше коэффициента усиления ОУ без обратной связи, то динамический диапазон входного напряжения для линейного режима ОУ можно значительно расширить по сравнению с ОУ без обратной связи.
вых
U
вх
д
U
без обратной связи с обратной связью
Рис. 8.25 – Передаточные характеристики в случаях с обратной связью и без обратной связи
Коэффициенты усиления ОУ без обратной связи обычно сильно отличаются друг от друга даже в пределах партии однотипных ОУ.
Расхождения в значениях между отдельными образцами могут достигать отношения 3:1 и даже 10:1. Коэффициент усиления ОУ без обратной связи сильно зависит от частоты входного сигнала и может меняться от 10 на низких частотах
(от 0 до 10 Гц) вплоть до значений менее единицы на частотах несколько МГц.
Кроме того, коэффициент усиления зависит от колебаний напряжения питания ОУ
и температурных воздействий.
Охват петлей отрицательной обратной связи приводит к относительной независимости коэффициента усиления k
U ,oc от коэффициента усиления k
U
. В этих
8.2 Интегральные операционные усилители и их основные свойства
143
условиях k
U ,oc главным образом зависит от параметров петли. В частности, в рассматриваемом случае k
U ,oc
=
(1 + Z
2
/Z
1
).
Выводы
Поскольку отношение сопротивлений резисторов можно подобрать равным необходимому значению и обеспечить условия независимости этого отношения от питающих напряжений, температуры и частоты, использование отрицательной
обратной связи позволяет получить не только точно установленное, но и стабильное значение коэффициента усиления.
На рис. 8.26 показана другая простая схема включения ОУ. Для данной схемы напряжение на выходе вы −
Z
2
Z
1
U
2
, следовательно, это инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления k
U ,oc
=
(−Z
2
/Z
1
).
вых
U
2
U
1
Z
2
Z
Рис. 8.26 – Схема инвертирующего ОУ
Усилитель с обратной связью, в котором используется идеальный ОУ, всегда можно свести к двум базовым включениям инвертирующий усилитель с параллельной обратной связью по напряжению и неинвертирующий усилитель с последовательной обратной связью по напряжению.
Идеальный ОУ имеет нулевое выходное сопротивление и бесконечные полосу пропускания, коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала, коэффициент усиления по напряжению, входные сопротивления для дифференциальной и синфазной составляющих. При отсутствии дифференциальной составляющей входного сигнала выходной сигнал равен нулю, что означает отсутствие в ОУ
начальных смещения, дрейфа и шума.
Реальный ОУ не обладает свойствами идеального. Различия между ними сводятся к следующему Коэффициент усиления конечный, обычно 60 ÷140 дБ, поэтому коэффициент усиления ОУ с обратной связью является функцией коэффициента усиления ОУ без обратной связи Выходное напряжение ограничено динамическим диапазоном напряжения выходного каскада
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники Выходной ток ограничен динамическим диапазоном тока выходного каскада, из чего следует, что сопротивление нагрузки не может быть сколь угодно малым, даже если выходное сопротивление ОУ очень мало Коэффициент усиления по напряжению с ростом частоты уменьшается со скоростью, определяемой числом и предельными частотами усилительных каскадов ОУ, что необходимо учитывать в практике применения ОУ прежде всего потому, что коэффициент усиления усилителя с обратной связью уже не является функцией только сопротивлений элементов цепи обратной связи, а ещё и потому, что фазовые сдвиги, вносимые ОУ и цепью обратной связи, могут складываться таким образом, что усилитель с обратной связью становится динамически неустойчивым. Поэтому важным требованием является обеспечение достаточного запаса устойчивости посредством выбора соответствующей формы частотной характеристики коэффициента усиления петли (коэффициента обратной связи Приведённые к входу токи напряжение смещения имеют конечное значение. Суммарное напряжение смещения, которое они определяют приданном сопротивлении источника сигнала, вызывает сдвиг характеристики передачи вдоль осина величину входного напряжения смещения Для нормальной работы входного дифференциального каскада необходимо обеспечить входной ток покоя I
вx
=
I
вx.1
+ в 2
. Протекание токов I
вx.1
и I
вx.2
через постоянные сопротивления цепей, подключённых к входам ОУ, вызывает пропорциональные падения. Если сопротивления этих цепей одинаковы, то указанные падения напряжения воспринимаются как синфазная составляющая входного напряжения. Если эти сопротивления различны,
то указанные падения напряжения вызывают появление дополнительного напряжения смещения Входное и выходное сопротивления имеют конечные значения, которые необходимо учитывать при определении коэффициента усиления по напряжению усилителя с обратной связью Коэффициент подавления синфазной составляющей имеет конечное значение, поэтому выходное напряжение зависит как от дифференциальной, таки синфазной составляющих входного напряжения Выходное напряжения ОУ наряду с усиленным входным напряжением содержит напряжение шума Характеристики и параметры ОУ
Стандартный набор технических характеристик ОУ включает большое число параметров. Некоторыми из них следует руководствоваться при выборе типа ОУ,
в наибольшей степени подходящего для конкретного применения, а другие предназначены для использования в качестве исходных данных при проектировании.
Частотная характеристика. На практике анализ ОУ в переходных и установившихся режимах, как правило, проводят независимо друг от друга, используя при этом типовые воздействия специальных видов
8.3 Характеристики и параметры ОУ
145
Для анализа установившихся режимов широко применяют частотные характеристики. Для анализа ОУ в переходных режимах применяют временные характе- ристики.
Частотные характеристики отражают реакцию операционного усилителя на тестовое гармоническое воздействие в установившемся режиме. Для компактного представления частотных характеристик применяют логарифмический масштаб, в котором строят логарифмические частотные характеристики логарифмическую амплитудно-частотную характеристику (ЛАЧХ) и логарифмическую фазочастотную характеристику (ЛФЧХ).
Коэффициент усиления ОУ зависит от частоты входного сигнала и эта зависимость в общем виде выражается формулой ) =
k
U
(0)
(1 + j
f
f
c1
) (1 + j
f
f
c2
) (1 + j
f
f
c3
) где k
U
(0) — коэффициент усиления ОУ без обратной связи на нулевой частоте, f
c2
, f
c3
, . . . — частоты сопряжения точки излома частотной характеристики, расположенные в последовательности f
c1
< f
c2
< f
c3
. . . Для большинства ОУ первая точка излома частотной характеристики соответствует небольшой частоте f
c1
∼ 10 Гц по сравнению с f
c2
∼(1–3) МГц и другими значениями частоты сопряжения.
В диапазоне частот, для которых выполняется условие f
2
≫ f
2
c1
, f
2
≪ f
2
c2
, f
2
≪
≪ f
2
c3
. . ., приближенное выражение для коэффициента усиления ОУ без обратной связи имеет вид ) =
k
U
(0)
j
f
f
c1
=
k
U
(0)f
c1
j
⋅ Аппроксимация (8.30) допустима в диапазоне частот, для которого значение частоты f отличается от частот и по крайней мере в 3 раза, так что 3 f
c1
< f <
< Частота единичного усиления f
1
— это частота, на которой модуль коэффициента усиления ОУ при разомкнутой обратной связи
равен единице. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Зачастую вводится понятие частоты среза (f
ср
) — частоты единичного усиления при таких параметрах корректирующих цепей,
при которых возможно введение полной отрицательной обратной
связи, то есть соединение выхода ОУ с инвертирующим входом. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники Выходной ток ограничен динамическим диапазоном тока выходного каскада, из чего следует, что сопротивление нагрузки не может быть сколь угодно малым, даже если выходное сопротивление ОУ очень мало Коэффициент усиления по напряжению с ростом частоты уменьшается со скоростью, определяемой числом и предельными частотами усилительных каскадов ОУ, что необходимо учитывать в практике применения ОУ прежде всего потому, что коэффициент усиления усилителя с обратной связью уже не является функцией только сопротивлений элементов цепи обратной связи, а ещё и потому, что фазовые сдвиги, вносимые ОУ и цепью обратной связи, могут складываться таким образом, что усилитель с обратной связью становится динамически неустойчивым. Поэтому важным требованием является обеспечение достаточного запаса устойчивости посредством выбора соответствующей формы частотной характеристики коэффициента усиления петли (коэффициента обратной связи Приведённые к входу токи напряжение смещения имеют конечное значение. Суммарное напряжение смещения, которое они определяют приданном сопротивлении источника сигнала, вызывает сдвиг характеристики передачи вдоль осина величину входного напряжения смещения Для нормальной работы входного дифференциального каскада необходимо обеспечить входной ток покоя I
вx
=
I
вx.1
+ в 2
. Протекание токов I
вx.1
и I
вx.2
через постоянные сопротивления цепей, подключённых к входам ОУ, вызывает пропорциональные падения. Если сопротивления этих цепей одинаковы, то указанные падения напряжения воспринимаются как синфазная составляющая входного напряжения. Если эти сопротивления различны,
то указанные падения напряжения вызывают появление дополнительного напряжения смещения Входное и выходное сопротивления имеют конечные значения, которые необходимо учитывать при определении коэффициента усиления по напряжению усилителя с обратной связью Коэффициент подавления синфазной составляющей имеет конечное значение, поэтому выходное напряжение зависит как от дифференциальной, таки синфазной составляющих входного напряжения Выходное напряжения ОУ наряду с усиленным входным напряжением содержит напряжение шума Характеристики и параметры ОУ
Стандартный набор технических характеристик ОУ включает большое число параметров. Некоторыми из них следует руководствоваться при выборе типа ОУ,
в наибольшей степени подходящего для конкретного применения, а другие предназначены для использования в качестве исходных данных при проектировании.
Частотная характеристика. На практике анализ ОУ в переходных и установившихся режимах, как правило, проводят независимо друг от друга, используя при этом типовые воздействия специальных видов
8.3 Характеристики и параметры ОУ
145
Для анализа установившихся режимов широко применяют частотные характеристики. Для анализа ОУ в переходных режимах применяют временные характе- ристики.
Частотные характеристики отражают реакцию операционного усилителя на тестовое гармоническое воздействие в установившемся режиме. Для компактного представления частотных характеристик применяют логарифмический масштаб, в котором строят логарифмические частотные характеристики логарифмическую амплитудно-частотную характеристику (ЛАЧХ) и логарифмическую фазочастотную характеристику (ЛФЧХ).
Коэффициент усиления ОУ зависит от частоты входного сигнала и эта зависимость в общем виде выражается формулой ) =
k
U
(0)
(1 + j
f
f
c1
) (1 + j
f
f
c2
) (1 + j
f
f
c3
) где k
U
(0) — коэффициент усиления ОУ без обратной связи на нулевой частоте, f
c2
, f
c3
, . . . — частоты сопряжения точки излома частотной характеристики, расположенные в последовательности f
c1
< f
c2
< f
c3
. . . Для большинства ОУ первая точка излома частотной характеристики соответствует небольшой частоте f
c1
∼ 10 Гц по сравнению с f
c2
∼(1–3) МГц и другими значениями частоты сопряжения.
В диапазоне частот, для которых выполняется условие f
2
≫ f
2
c1
, f
2
≪ f
2
c2
, f
2
≪
≪ f
2
c3
. . ., приближенное выражение для коэффициента усиления ОУ без обратной связи имеет вид ) =
k
U
(0)
j
f
f
c1
=
k
U
(0)f
c1
j
⋅ Аппроксимация (8.30) допустима в диапазоне частот, для которого значение частоты f отличается от частот и по крайней мере в 3 раза, так что 3 f
c1
< f <
< Частота единичного усиления f
1
— это частота, на которой модуль коэффициента усиления ОУ при разомкнутой обратной связи
равен единице. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Зачастую вводится понятие частоты среза (f
ср
) — частоты единичного усиления при таких параметрах корректирующих цепей,
при которых возможно введение полной отрицательной обратной
связи, то есть соединение выхода ОУ с инвертирующим входом. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
В случае когда ЛАЧХ операционного усилителя пересекает уровень единичного усиления (0 дб) с наклоном 20 дб/дек (например, для ОУ с внутренней частотной коррекцией, частота и частота f
cp равны. Следовательно, при f = справедливо равенство 1, откуда f
1
= Коэффициент усиления ОУ без обратной связи выражается через частоту единичного усиления формулой ) ≈
f
1
j
× На рис. 8.27 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика
ОУ без обратной связи.
При частоте f = первая точка излома) коэффициент усиления уменьшается на 3 дб от значения Граничная частота f
гр
определяется частотой, на которой коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной связи на 3дб меньше коэффициента усиления, измеренного на низкой
частоте.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Если ОУ имеет цепи внешней частотной коррекции то параметр г теряет смысл.
Зависимость коэффициента усиления с обратной связью от частоты определяется выражением ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+
k
U ,oc
(0)
k
U
(f )
.
(8.32)
)
( f
K
U
)
( f
K
ос
U
3дБ
3дБ
f
j
f
K
f
K
c
U
U
1 0
)
(
)
(
»
1
c
гр
f
f
=
2
c
f
f
lg
)
(
)
.(
ос
c
ос
гр
f
f
=
1
f
дБ
,
U
K
)
( 0
U
K
)
( 0
ос
U
K
0
Рис. 8.27 – Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ОУ
(диаграмма Боде
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
В случае когда ЛАЧХ операционного усилителя пересекает уровень единичного усиления (0 дб) с наклоном 20 дб/дек (например, для ОУ с внутренней частотной коррекцией, частота и частота f
cp равны. Следовательно, при f = справедливо равенство 1, откуда f
1
= Коэффициент усиления ОУ без обратной связи выражается через частоту единичного усиления формулой ) ≈
f
1
j
× На рис. 8.27 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика
ОУ без обратной связи.
При частоте f = первая точка излома) коэффициент усиления уменьшается на 3 дб от значения Граничная частота f
гр
определяется частотой, на которой коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной связи на 3дб меньше коэффициента усиления, измеренного на низкой
частоте.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Если ОУ имеет цепи внешней частотной коррекции то параметр г теряет смысл.
Зависимость коэффициента усиления с обратной связью от частоты определяется выражением ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+
k
U ,oc
(0)
k
U
(f )
.
(8.32)
)
( f
K
U
)
( f
K
ос
U
3дБ
3дБ
f
j
f
K
f
K
c
U
U
1 0
)
(
)
(
»
1
c
гр
f
f
=
2
c
f
f
lg
)
(
)
.(
ос
c
ос
гр
f
f
=
1
f
дБ
,
U
K
)
( 0
U
K
)
( 0
ос
U
K
0
Рис. 8.27 – Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ОУ
(диаграмма Боде
1 ... 10 11 12 13 14 15 16 17 18
8.3 Характеристики и параметры ОУ
147
С учётом приближенного равенства (8.31) выражение (8.32) можно записать в виде ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j
k
U Из (8.33) следует, что при f = 0 коэффициент усиления ОУ с обратной связью равен k
U ,oc
(0), ас ростом частоты f — монотонно убывает.
Если
f
⋅ k
U ,oc
(0)
f
1
= 1, то выражение (8.33) для k
U ,oc
(f ) принимает вид ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j ⋅ 1 =
k
U ,oc
(0)
√
2
⋅ exp
(j
π
4 Следовательно, коэффициент усиления ОУ с обратной связью уменьшается враз, или на 3 дб, от значения на нулевой частоте при частоте f =
f
1
k
U ,oc
(0)
, которая соответствует граничной частоте ОУ, охваченного обратной связью, и обозначается г. Выражение (8.33), определяющее зависимость коэффициента усиления с обратной связью от частоты, можно представить в виде ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j
k
U Модуль комплексного выражения (8.35) — амплитудно-частотная характеристика ОУ с обратной связью, определяемая формулой ,oc
(f )
∣ =
k
U
¿
Á
Á
À1 + (k
U ,oc
(0)
∣k
U
∣ Из (8.36) следует, что при частоте, соответствующей уменьшению коэффициента усиления ОУ без обратной связи до k
U , oc
(0), коэффициент усиления ОУ с обратной связью уменьшается враз, или на 3 дб, от значения коэффициента усиления k
U , oc
(0) на нулевой частоте. Эту частоту принято называть частотой
сопряжения цепи обратной связи. Из диаграммы Боде на рис. 8.27 следует, что частота сопряжения f
c. oc цепи обратной связи соответствует точке пересечения кривой коэффициента усиления ОУ k
U
(f ) с горизонтальной линией, приведённой от значения k
U , Полосой пропускания называют диапазон частот, где коэффициент усиления уменьшается не более чем на 3 дб от своего максимального значения. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
В связи стем, что схемы ОУ не имеют ёмкостных связей между каскадами и проходных ёмкостей, ОУ относятся к классу усилителей постоянного тока, поэтому частотная характеристика остаётся плоской с приближением к нулевой частоте. Диапазон частот, где коэффициент усиления отличается от максимального значения не более чем на 3 дб, лежит в пределах от частоты, равной нулю, до граничной частоты. Следовательно, полоса пропускания ОУ без обратной связи равна граничной частоте ∆f = г Поскольку кривая коэффициента усиления без обратной связи остаётся плоской до нулевой частоты, кривая коэффициента усиления с обратной связью оста-
ётся плоской с приближением к нулевой частоте.
Выводы
Следовательно, полоса пропускания ОУ с обратной связью равна граничной частоте ОУ, охваченного обратной связью ∆f
oc
= г. oc
= f
c. В силу равенства ∆f
oc
= f
c. oc
=
f
1
k
U произведение коэффициента усиления с обратной связью на полосу пропускания ОУ с обратной связью равно частоте единичного усиления ,oc
(0)∆f
oc
= Для частоты единичного усиления также справедливо равенство k
U
(0) ⋅ f
c1
= Анализ выражений (8.37) и (8.38) показывает, что переход от случая ОУ без обратной связи к случаю ОУ с обратной связью сопровождается расширением полосы пропускания, причём во сколько раз уменьшается коэффициент усиления, во столько же раз расширяется полоса пропускания.
Следует отметить, что f
1
— это значение частоты, полученное путём экстраполяции зависимости k
U
=
f
1
j
⋅ до уровня 0 дб (единичное усиление).
В большинстве практических случаев это действительно соответствует частоте, на которой коэффициент уменьшается до единицы.
Приведённые зависимости справедливы только в том случае, если частота сопряжения частота, соответствующая второй точке излома амплитудно-частотной характеристики) значительно больше граничной частоты ОУ, охваченного обратной связью. Если это условие не выполнено, то действительная полоса пропускания ОУ, охваченного обратной связью, будет значительно меньше полосы, опреде- лённой равенством (8.37).
8.3 Характеристики и параметры ОУ
149
При частотах, значительно больших f
c.oc
, коэффициент усиления ОУ с обратной связью значительно меньше k
U ,oc
(0), а из аналитического выражения (8.32) для , oc
(f ) следует, что в этом случае k
U ,oc
(f ) асимптотически приближается к кривой ), как показано на рис. 8.27. Коэффициент усиления ОУ с обратной связью на низких частотах уменьшается на 3 дб относительно значения k
U ,oc
(0) на частоте, oc
=
f
1
k
U ,oc
(0)
, а затем асимптотически приближается к кривой k
U
(f ), имеющей наклон 20 дб/дек.
Напряжение смещения. В любом реальном ОУ существуют различные несогласованные компоненты и несбалансированные цепи, которые приводят к тому,
что при нулевом входном напряжении (в. д 0) выходное напряжение не будет равно нулю. Для получения на выходе нулевого напряжения необходимо подать на вход небольшое напряжение, равное входному напряжению смещениям. В этом случае передаточная функция будет иметь вид вы в. д U
cм
).
Напряжение смещения — это небольшое постоянное напряжение, обычно порядка мВ, хотя у некоторых ОУ максимальное напряжение смещения может достигать (5–10) мВ. В прецизионных ОУ максимальное напряжение смещения составляет (10–100) мкВ. Для большого числа однотипных ОУ статическое распределение напряжений смещения представляет собой симметричное распределение
Гаусса с математическим ожиданием, равным нулю, и максимальным значением
U
cм
. Полярность напряжения смещения в конкретном ОУ с равной вероятностью может быть как положительной, таки отрицательной.
Дрейф входного напряжения смещения определяется как отношение изменения входного напряжения смещения к изменению окружающей температуры (рис. мм 0
25 75 см 1
2
мВ
,
см
U
Рис. 8.28 – Типовая зависимость напряжения смещения от температуры
В технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее, которое, по существу, является температурным коэффициентом напряжения смещениям. Прим мВ, м 3мкB/
o
C.
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Входной ток покоя и входной ток смещения.Входной ток покоя в равен среднеарифметическому значению двух токов покоя баз (или затворов) дифференциального входного каскада при отсутствии внешнего сигнала I
вx
=
I
вx. 1
+ в. 2 Для операционного усилителя токи покоя баз (или затворов) представляют собой входные токи, необходимые для обеспечения вы 0 (рис. 8.29).
вых
U
1
R
2
R
1
вх
I
2
вх
I
3
R
Рис. 8.29 – Входной ток смещения
Входной ток смещения в. м определяется как разность двух входных токов,
при которой выходное напряжение становится равным нулю в. м в. 1
− в. Алгебраический знак тока смещения обычно неважен, он с равной вероятностью может быть любым.
В ОУ с входным каскадом на биполярных транзисторах величина тока покоя лежит в диапазоне от 10 мкА до нескольких нА. В ОУ с входным каскадом на полевых транзисторах входной ток покоя может быть порядка нескольких пА.
Для оценки влияния тока покоя и тока смещения на выходное напряжение в ОУ рассмотрим схему (рис. 8.29). Найдём выходное напряжение, используя теорему суперпозиции, то есть рассмотрим влияние на выходное напряжение токов
I
вx. ив. по отдельности, а затем найдём вы как алгебраическую сумму результатов. Ток в, протекая через резистор R3, создаёт падение напряжения (в. которое воздействует на неинвертирующий вход ОУ. Это напряжение, умноженное на коэффициент усиления ОУ с обратной связью (1
+ R
2
/R
1
), появится на выходе. Часть выходного напряжения — результат воздействия только тока в. ток в. предполагается равным нулю) — можно определить, предположив, что напряжение на инвертирующем входе также будет равно нулю (мнимое заземление. Таким образом, падение напряжения на резисторе R1 равно нулю и ток через резистор не течёт, а это значит, что ток в. 2
течёт через резистор R2, создавая на нём разность потенциалов в. 2
. Поскольку потенциал инвертирующего входа равен нулю, то выходное напряжение от действия тока в. определится выражением:
U
выx
= в. Полное выходное напряжение от воздействия обоих токов в. ив. вы в. 2
R
2
− в. 1
R
3
(1 +
R
2
R
1
) Из выражения (8.40) следует, что выходное напряжение равно нулю, если
I
вx. 2
R
2
= в. 1
R
3
(1 + R
2
/R
1
). Поскольку в. 1
≈ в. 2
, то
8.3 Характеристики и параметры ОУ
151
R
2
≈ R
3
(1 + R
2
/R
1
), откуда+ При выполнении условия (8.41) выходное напряжение от воздействия токов покоя и входного тока смещения определяется выражением вы в .2
− в .1
) =
= в. cм
Обычно ток смещения лишь небольшая часть входного тока покоя, поэтому,
реализуя условие (8.41), можно добиться хорошей компенсации влияния тока смещения на выходное напряжение.
Проблемы, связанные с влиянием тока смещения, будут возникать лишь в случае очень больших сопротивлений и Входной ток смещения зависит от температуры.
Дрейф входного тока смещения определяется как отношение изменения входного тока смещения к изменению окружающей температуры (рис. 8.30): в. cм
=
=
∆I
вx. мВ технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее, которое, по существу, является температурным коэффициентом тока смещения 0
25 75 100
C
o
,
T
T
D
см
вх
I
.
D
0 10 20
нА
,
.см
вх
I
30
Рис. 8.30 – Типовая зависимость входного тока смещения от температуры
Коэффициент усиления синфазного сигнала. Идеальный ОУ чувствителен только к дифференциальному сигналу в. д, поданному на его входи абсолютно не реагирует на синфазное входное напряжение, поэтому вы в. д k
U
диф
U
вx. д
,
где k
U
диф
— коэффициент усиления дифференциального сигнала.
В реальном ОУ на выход будет проходить небольшая часть синфазного входного напряжения в. cн
=
U
вx. ив. н
2
Выходное напряжение, которое является результатом воздействия синфазного входного напряжения, равно вы k
U
cн
U
вx. н, где н коэффициент усиления синфазного сигнала Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала
k
U
диф
(или k
U
) к коэффициенту усиления синфазного сигнала k
U
сн
называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала k
осс
и обычно выражается в децибелах. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Типичное значение k
occ для ОУ — от 80 дб
(10 4
) до 120 дб (10 Входное сопротивление. Идеальный ОУ имеет бесконечное входное сопротивление в. Это означает, что к входу ОУ можно подключить источник сигнала с любым внутренним сопротивлением и это не приведёт к потере входной информации, связанной с высоким внутренним сопротивлением источника сигнала. Реальный ОУ имеет конечное входное сопротивление, которое в ряде случаев сильно влияет на работу ОУ.
Для анализа влияния входного сопротивления воспользуемся схемой (рис. замещения входной цепи ОУ, где в. диф
— дифференциальное входное сопротивление, в. н синфазное входное сопротивление.
вхдиф
U
U
i
вхдиф
Z
вхсн
Z
в
хсн
Z
Рис. 8.31 – Эквивалентная схема для анализа входного сопротивления
Оценим влияние дифференциального входного сопротивления в. диф приза- мкнутой петле обратной связи. Переменный ток i
∼
, втекающий через неинвертиру- ющий вход, можно записать в виде:
i
∼
=
U
вx. диф
Z
вx. диф
=
U
выx
k
U
⋅
1
Z
вx. диф
=
U
∼
⋅ k
U ,oc
k
U
⋅ в. диф
.
Решая относительно входного сопротивления петли обратной связи, получим:
Z
′
вx. oc
=
U
∼
i
∼
=
k
U
⋅ в. диф
k
U Из (8.42) следует, что входное сопротивление при замкнутой петле обратной связи увеличилось относительно в. диф враз по сравнению с входным сопротивлением при разомкнутой петле обратной связи
8.3 Характеристики и параметры ОУ
153
Сопротивление в. диф при разомкнутой обратной связи может принимать значения от 100 кОм до нескольких ГОм у ОУ с МОП-транзисторами на входе. Такие большие значения сопротивления в. диф в сочетании с большим значением k
U
/k
U ,oc даёт большое входное сопротивление в. oc петли обратной связи, а такое входное дифференциальное сопротивление практически не нагружает источник сигнала.
Выходное сопротивление. Идеальный ОУ работает как источник напряжения
K
U
U
вx. диф с нулевым выходным сопротивлением. В этом случае, выходное напряжение не зависит от сопротивления нагрузки н. Любой реальный ОУ имеет отличное от нуля выходное сопротивление, поэтому выходное напряжение и, следовательно, коэффициент усиления с обратной связью зависят от сопротивления нагрузки.
Выходное сопротивление ОУ без обратной связи обычно составляет (10–100) Ом,
но в связи стем, что k
U , oc
, как правило, много меньше k
U
, выходное сопротивление при замкнутой обратной связи уменьшается до нескольких мОм.
Диапазон синфазной составляющей входного напряжения в. н. max определяет границы области, в пределах которой изменения этой составляющей входного напряжения не вызовут отклонения параметров ОУ от заданных. Приводимые в технических характеристиках максимальные положительные и отрицательные значения этого напряжения всегда меньше напряжений источников питания, и для современных ОУ эта разница не превышает (1–3) В.
Диапазон дифференциальной составляющей входного напряжения в. диф. max определяет максимальную дифференциальную составляющую входного напряжения,
которое может быть приложено между входами ОУ, не вызывая его выхода из рабочего состояния. Диапазон в. диф. max зависит от напряжения пробоя переходов база-эмиттер транзисторов входного дифференциального каскада. Для защиты цепей могут применяться последовательно включённые внешние сопротивления,
которые в случае достижения входного напряжения в. диф. max ограничивают входной ток на уровне единиц миллиампер.
Диапазон выходного напряжения вы. max
— диапазон значений выходного напряжения (между выходом и общим узлом ОУ), в котором параметры ОУ, определяемые малым сигналом, лежат в гарантированных пределах.
В современных ОУ, использующих двухтактные выходные каскады, амплитуды положительных и отрицательных импульсов обычно равны и меньше не более чем на (1–2) В напряжений питания
+U
ип
,
−U
ип
Выходной ток вы. max представляет собой предельное амплитудное значение выходного тока (положительное или отрицательное) при оговоренном выходном напряжении, не вызывающее необратимые изменения в ОУ.
Большинство ОУ предназначены для работы с двухполярным источником питания и имеют схему двухстороннего ограничения как максимального отрицательного тока вы. max
, таки максимального положительного тока вы. max
. На практике эти токи примерно одинаковы и имеют величину (20–25) мА.
Время установления выходного напряжения т время от подачи на входим- пульса напряжения прямоугольной формы до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону заданной погрешности (рис. 8.32). Схема измерения
t
ycт приведена на рис. 8.33. Обычно время установления нормируется для зоны Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
заданной погрешности σ =1% ; 0,1% и (или) 0,01% при максимальной амплитуде входного импульса для данного типа ОУ.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения вы. max
— наибольшая скорость изменения выходного напряжения ОУ при воздействии импульса максимального входного напряжения прямоугольной формы (рис. 8.32). Определяется как отношение приращения выходного напряжения к времени н, за которое произошло это приращение
dU
выx
dt
. Максимальная скорость нарастания лежит в пределах от десятых долей В/мкс (прецизионные ОУ) до сотен В/мкс (быстродействующие ОУ).
Для передачи без искажений синусоидального сигнала необходимо выбирать
ОУ из следующего условия:
(
dU
выx
dt
)
max
< вы. max
, то есть U
⋅ 2πf < вы. max
, где и f — амплитуда и частота синусоидального сигнала 1
0
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
уст
t
нар
t
0 9
0
U
,
%
100 Рис. 8.32 – Время установления, время нарастания и скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя (зона погрешности дана в увеличенном, по отношению к сигналу, масштабе)
Время восстановления в. Если ОУ находится в режиме насыщения под действием избыточного входного сигнала, то он возвращается в линейным режим не сразу после снятия этого сигнала. Время восстановления — время с момента снятия скачком входного сигнала перегрузки до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону погрешности, заданную относительно идеального значения
(рис. 8.34).
вых
U
вх
U
Рис. 8.33 – Схема измерения времени установления, скорости нарастания,
времени восстановления выходного напряжения ОУ
Контрольные вопросы по главе Несмотря на то, что время восстановления очень важный параметр, этот параметр часто не указывается в технических характеристиках, и поэтому пользователь должен определять его эмпирически. Необходимо помнить, что время восстановления, необходимое для выхода из положительного насыщения вы .max
, может существенно отличаться от времени восстановления, необходимого для выхода из отрицательного насыщения вы. max
0 5
1
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
t
в
t
Рис. 8.34 – Время восстановления выходного напряжения
Контрольные вопросы по главе 8 1) Определить выходной ток интегрального источника тока, управляемого током, если задающий ток в 1 м, а коэффициент передачи тока базы транзисторов β = 30:
VT1
VT2
вх
I
вых
I
2) Определить сопротивление резистора, обеспечивающее выходной ток источника тока вы 1 м, если коэффициент передачи тока базы транзисторов, напряжение источника питания U
ип
= 15 B, а напряжение на прямосмещенном эмиттерном переходе U
бэ
= 0, 7 B:
Глава 8. Основные схемотехнические
1 ... 10 11 12 13 14 15 16 17 18
147
С учётом приближенного равенства (8.31) выражение (8.32) можно записать в виде ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j
k
U Из (8.33) следует, что при f = 0 коэффициент усиления ОУ с обратной связью равен k
U ,oc
(0), ас ростом частоты f — монотонно убывает.
Если
f
⋅ k
U ,oc
(0)
f
1
= 1, то выражение (8.33) для k
U ,oc
(f ) принимает вид ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j ⋅ 1 =
k
U ,oc
(0)
√
2
⋅ exp
(j
π
4 Следовательно, коэффициент усиления ОУ с обратной связью уменьшается враз, или на 3 дб, от значения на нулевой частоте при частоте f =
f
1
k
U ,oc
(0)
, которая соответствует граничной частоте ОУ, охваченного обратной связью, и обозначается г. Выражение (8.33), определяющее зависимость коэффициента усиления с обратной связью от частоты, можно представить в виде ,oc
(f ) =
k
U ,oc
(0)
1
+ j
k
U Модуль комплексного выражения (8.35) — амплитудно-частотная характеристика ОУ с обратной связью, определяемая формулой ,oc
(f )
∣ =
k
U
¿
Á
Á
À1 + (k
U ,oc
(0)
∣k
U
∣ Из (8.36) следует, что при частоте, соответствующей уменьшению коэффициента усиления ОУ без обратной связи до k
U , oc
(0), коэффициент усиления ОУ с обратной связью уменьшается враз, или на 3 дб, от значения коэффициента усиления k
U , oc
(0) на нулевой частоте. Эту частоту принято называть частотой
сопряжения цепи обратной связи. Из диаграммы Боде на рис. 8.27 следует, что частота сопряжения f
c. oc цепи обратной связи соответствует точке пересечения кривой коэффициента усиления ОУ k
U
(f ) с горизонтальной линией, приведённой от значения k
U , Полосой пропускания называют диапазон частот, где коэффициент усиления уменьшается не более чем на 3 дб от своего максимального значения. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
В связи стем, что схемы ОУ не имеют ёмкостных связей между каскадами и проходных ёмкостей, ОУ относятся к классу усилителей постоянного тока, поэтому частотная характеристика остаётся плоской с приближением к нулевой частоте. Диапазон частот, где коэффициент усиления отличается от максимального значения не более чем на 3 дб, лежит в пределах от частоты, равной нулю, до граничной частоты. Следовательно, полоса пропускания ОУ без обратной связи равна граничной частоте ∆f = г Поскольку кривая коэффициента усиления без обратной связи остаётся плоской до нулевой частоты, кривая коэффициента усиления с обратной связью оста-
ётся плоской с приближением к нулевой частоте.
Выводы
Следовательно, полоса пропускания ОУ с обратной связью равна граничной частоте ОУ, охваченного обратной связью ∆f
oc
= г. oc
= f
c. В силу равенства ∆f
oc
= f
c. oc
=
f
1
k
U произведение коэффициента усиления с обратной связью на полосу пропускания ОУ с обратной связью равно частоте единичного усиления ,oc
(0)∆f
oc
= Для частоты единичного усиления также справедливо равенство k
U
(0) ⋅ f
c1
= Анализ выражений (8.37) и (8.38) показывает, что переход от случая ОУ без обратной связи к случаю ОУ с обратной связью сопровождается расширением полосы пропускания, причём во сколько раз уменьшается коэффициент усиления, во столько же раз расширяется полоса пропускания.
Следует отметить, что f
1
— это значение частоты, полученное путём экстраполяции зависимости k
U
=
f
1
j
⋅ до уровня 0 дб (единичное усиление).
В большинстве практических случаев это действительно соответствует частоте, на которой коэффициент уменьшается до единицы.
Приведённые зависимости справедливы только в том случае, если частота сопряжения частота, соответствующая второй точке излома амплитудно-частотной характеристики) значительно больше граничной частоты ОУ, охваченного обратной связью. Если это условие не выполнено, то действительная полоса пропускания ОУ, охваченного обратной связью, будет значительно меньше полосы, опреде- лённой равенством (8.37).
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
В связи стем, что схемы ОУ не имеют ёмкостных связей между каскадами и проходных ёмкостей, ОУ относятся к классу усилителей постоянного тока, поэтому частотная характеристика остаётся плоской с приближением к нулевой частоте. Диапазон частот, где коэффициент усиления отличается от максимального значения не более чем на 3 дб, лежит в пределах от частоты, равной нулю, до граничной частоты. Следовательно, полоса пропускания ОУ без обратной связи равна граничной частоте ∆f = г Поскольку кривая коэффициента усиления без обратной связи остаётся плоской до нулевой частоты, кривая коэффициента усиления с обратной связью оста-
ётся плоской с приближением к нулевой частоте.
Выводы
Следовательно, полоса пропускания ОУ с обратной связью равна граничной частоте ОУ, охваченного обратной связью ∆f
oc
= г. oc
= f
c. В силу равенства ∆f
oc
= f
c. oc
=
f
1
k
U произведение коэффициента усиления с обратной связью на полосу пропускания ОУ с обратной связью равно частоте единичного усиления ,oc
(0)∆f
oc
= Для частоты единичного усиления также справедливо равенство k
U
(0) ⋅ f
c1
= Анализ выражений (8.37) и (8.38) показывает, что переход от случая ОУ без обратной связи к случаю ОУ с обратной связью сопровождается расширением полосы пропускания, причём во сколько раз уменьшается коэффициент усиления, во столько же раз расширяется полоса пропускания.
Следует отметить, что f
1
— это значение частоты, полученное путём экстраполяции зависимости k
U
=
f
1
j
⋅ до уровня 0 дб (единичное усиление).
В большинстве практических случаев это действительно соответствует частоте, на которой коэффициент уменьшается до единицы.
Приведённые зависимости справедливы только в том случае, если частота сопряжения частота, соответствующая второй точке излома амплитудно-частотной характеристики) значительно больше граничной частоты ОУ, охваченного обратной связью. Если это условие не выполнено, то действительная полоса пропускания ОУ, охваченного обратной связью, будет значительно меньше полосы, опреде- лённой равенством (8.37).
8.3 Характеристики и параметры ОУ
149
При частотах, значительно больших f
c.oc
, коэффициент усиления ОУ с обратной связью значительно меньше k
U ,oc
(0), а из аналитического выражения (8.32) для , oc
(f ) следует, что в этом случае k
U ,oc
(f ) асимптотически приближается к кривой ), как показано на рис. 8.27. Коэффициент усиления ОУ с обратной связью на низких частотах уменьшается на 3 дб относительно значения k
U ,oc
(0) на частоте, oc
=
f
1
k
U ,oc
(0)
, а затем асимптотически приближается к кривой k
U
(f ), имеющей наклон 20 дб/дек.
Напряжение смещения. В любом реальном ОУ существуют различные несогласованные компоненты и несбалансированные цепи, которые приводят к тому,
что при нулевом входном напряжении (в. д 0) выходное напряжение не будет равно нулю. Для получения на выходе нулевого напряжения необходимо подать на вход небольшое напряжение, равное входному напряжению смещениям. В этом случае передаточная функция будет иметь вид вы в. д U
cм
).
Напряжение смещения — это небольшое постоянное напряжение, обычно порядка мВ, хотя у некоторых ОУ максимальное напряжение смещения может достигать (5–10) мВ. В прецизионных ОУ максимальное напряжение смещения составляет (10–100) мкВ. Для большого числа однотипных ОУ статическое распределение напряжений смещения представляет собой симметричное распределение
Гаусса с математическим ожиданием, равным нулю, и максимальным значением
U
cм
. Полярность напряжения смещения в конкретном ОУ с равной вероятностью может быть как положительной, таки отрицательной.
Дрейф входного напряжения смещения определяется как отношение изменения входного напряжения смещения к изменению окружающей температуры (рис. мм 0
25 75 см 1
2
мВ
,
см
U
Рис. 8.28 – Типовая зависимость напряжения смещения от температуры
В технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее, которое, по существу, является температурным коэффициентом напряжения смещениям. Прим мВ, м 3мкB/
o
C.
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Входной ток покоя и входной ток смещения.Входной ток покоя в равен среднеарифметическому значению двух токов покоя баз (или затворов) дифференциального входного каскада при отсутствии внешнего сигнала I
вx
=
I
вx. 1
+ в. 2 Для операционного усилителя токи покоя баз (или затворов) представляют собой входные токи, необходимые для обеспечения вы 0 (рис. 8.29).
вых
U
1
R
2
R
1
вх
I
2
вх
I
3
R
Рис. 8.29 – Входной ток смещения
Входной ток смещения в. м определяется как разность двух входных токов,
при которой выходное напряжение становится равным нулю в. м в. 1
− в. Алгебраический знак тока смещения обычно неважен, он с равной вероятностью может быть любым.
В ОУ с входным каскадом на биполярных транзисторах величина тока покоя лежит в диапазоне от 10 мкА до нескольких нА. В ОУ с входным каскадом на полевых транзисторах входной ток покоя может быть порядка нескольких пА.
Для оценки влияния тока покоя и тока смещения на выходное напряжение в ОУ рассмотрим схему (рис. 8.29). Найдём выходное напряжение, используя теорему суперпозиции, то есть рассмотрим влияние на выходное напряжение токов
I
вx. ив. по отдельности, а затем найдём вы как алгебраическую сумму результатов. Ток в, протекая через резистор R3, создаёт падение напряжения (в. которое воздействует на неинвертирующий вход ОУ. Это напряжение, умноженное на коэффициент усиления ОУ с обратной связью (1
+ R
2
/R
1
), появится на выходе. Часть выходного напряжения — результат воздействия только тока в. ток в. предполагается равным нулю) — можно определить, предположив, что напряжение на инвертирующем входе также будет равно нулю (мнимое заземление. Таким образом, падение напряжения на резисторе R1 равно нулю и ток через резистор не течёт, а это значит, что ток в. 2
течёт через резистор R2, создавая на нём разность потенциалов в. 2
. Поскольку потенциал инвертирующего входа равен нулю, то выходное напряжение от действия тока в. определится выражением:
U
выx
= в. Полное выходное напряжение от воздействия обоих токов в. ив. вы в. 2
R
2
− в. 1
R
3
(1 +
R
2
R
1
) Из выражения (8.40) следует, что выходное напряжение равно нулю, если
I
вx. 2
R
2
= в. 1
R
3
(1 + R
2
/R
1
). Поскольку в. 1
≈ в. 2
, то
8.3 Характеристики и параметры ОУ
151
R
2
≈ R
3
(1 + R
2
/R
1
), откуда+ При выполнении условия (8.41) выходное напряжение от воздействия токов покоя и входного тока смещения определяется выражением вы в .2
− в .1
) =
= в. cм
Обычно ток смещения лишь небольшая часть входного тока покоя, поэтому,
реализуя условие (8.41), можно добиться хорошей компенсации влияния тока смещения на выходное напряжение.
Проблемы, связанные с влиянием тока смещения, будут возникать лишь в случае очень больших сопротивлений и Входной ток смещения зависит от температуры.
Дрейф входного тока смещения определяется как отношение изменения входного тока смещения к изменению окружающей температуры (рис. 8.30): в. cм
=
=
∆I
вx. мВ технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее, которое, по существу, является температурным коэффициентом тока смещения 0
25 75 100
C
o
,
T
T
D
см
вх
I
.
D
0 10 20
нА
,
.см
вх
I
30
Рис. 8.30 – Типовая зависимость входного тока смещения от температуры
Коэффициент усиления синфазного сигнала. Идеальный ОУ чувствителен только к дифференциальному сигналу в. д, поданному на его входи абсолютно не реагирует на синфазное входное напряжение, поэтому вы в. д k
U
диф
U
вx. д
,
где k
U
диф
— коэффициент усиления дифференциального сигнала.
В реальном ОУ на выход будет проходить небольшая часть синфазного входного напряжения в. cн
=
U
вx. ив. н
2
Выходное напряжение, которое является результатом воздействия синфазного входного напряжения, равно вы k
U
cн
U
вx. н, где н коэффициент усиления синфазного сигнала
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Входной ток покоя и входной ток смещения.Входной ток покоя в равен среднеарифметическому значению двух токов покоя баз (или затворов) дифференциального входного каскада при отсутствии внешнего сигнала I
вx
=
I
вx. 1
+ в. 2 Для операционного усилителя токи покоя баз (или затворов) представляют собой входные токи, необходимые для обеспечения вы 0 (рис. 8.29).
вых
U
1
R
2
R
1
вх
I
2
вх
I
3
R
Рис. 8.29 – Входной ток смещения
Входной ток смещения в. м определяется как разность двух входных токов,
при которой выходное напряжение становится равным нулю в. м в. 1
− в. Алгебраический знак тока смещения обычно неважен, он с равной вероятностью может быть любым.
В ОУ с входным каскадом на биполярных транзисторах величина тока покоя лежит в диапазоне от 10 мкА до нескольких нА. В ОУ с входным каскадом на полевых транзисторах входной ток покоя может быть порядка нескольких пА.
Для оценки влияния тока покоя и тока смещения на выходное напряжение в ОУ рассмотрим схему (рис. 8.29). Найдём выходное напряжение, используя теорему суперпозиции, то есть рассмотрим влияние на выходное напряжение токов
I
вx. ив. по отдельности, а затем найдём вы как алгебраическую сумму результатов. Ток в, протекая через резистор R3, создаёт падение напряжения (в. которое воздействует на неинвертирующий вход ОУ. Это напряжение, умноженное на коэффициент усиления ОУ с обратной связью (1
+ R
2
/R
1
), появится на выходе. Часть выходного напряжения — результат воздействия только тока в. ток в. предполагается равным нулю) — можно определить, предположив, что напряжение на инвертирующем входе также будет равно нулю (мнимое заземление. Таким образом, падение напряжения на резисторе R1 равно нулю и ток через резистор не течёт, а это значит, что ток в. 2
течёт через резистор R2, создавая на нём разность потенциалов в. 2
. Поскольку потенциал инвертирующего входа равен нулю, то выходное напряжение от действия тока в. определится выражением:
U
выx
= в. Полное выходное напряжение от воздействия обоих токов в. ив. вы в. 2
R
2
− в. 1
R
3
(1 +
R
2
R
1
) Из выражения (8.40) следует, что выходное напряжение равно нулю, если
I
вx. 2
R
2
= в. 1
R
3
(1 + R
2
/R
1
). Поскольку в. 1
≈ в. 2
, то
8.3 Характеристики и параметры ОУ
151
R
2
≈ R
3
(1 + R
2
/R
1
), откуда+ При выполнении условия (8.41) выходное напряжение от воздействия токов покоя и входного тока смещения определяется выражением вы в .2
− в .1
) =
= в. cм
Обычно ток смещения лишь небольшая часть входного тока покоя, поэтому,
реализуя условие (8.41), можно добиться хорошей компенсации влияния тока смещения на выходное напряжение.
Проблемы, связанные с влиянием тока смещения, будут возникать лишь в случае очень больших сопротивлений и Входной ток смещения зависит от температуры.
Дрейф входного тока смещения определяется как отношение изменения входного тока смещения к изменению окружающей температуры (рис. 8.30): в. cм
=
=
∆I
вx. мВ технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее, которое, по существу, является температурным коэффициентом тока смещения 0
25 75 100
C
o
,
T
T
D
см
вх
I
.
D
0 10 20
нА
,
.см
вх
I
30
Рис. 8.30 – Типовая зависимость входного тока смещения от температуры
Коэффициент усиления синфазного сигнала. Идеальный ОУ чувствителен только к дифференциальному сигналу в. д, поданному на его входи абсолютно не реагирует на синфазное входное напряжение, поэтому вы в. д k
U
диф
U
вx. д
,
где k
U
диф
— коэффициент усиления дифференциального сигнала.
В реальном ОУ на выход будет проходить небольшая часть синфазного входного напряжения в. cн
=
U
вx. ив. н
2
Выходное напряжение, которое является результатом воздействия синфазного входного напряжения, равно вы k
U
cн
U
вx. н, где н коэффициент усиления синфазного сигнала
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала
k
U
диф
(или k
U
) к коэффициенту усиления синфазного сигнала k
U
сн
называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала k
осс
и обычно выражается в децибелах. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Типичное значение k
occ для ОУ — от 80 дб
(10 4
) до 120 дб (10 Входное сопротивление. Идеальный ОУ имеет бесконечное входное сопротивление в. Это означает, что к входу ОУ можно подключить источник сигнала с любым внутренним сопротивлением и это не приведёт к потере входной информации, связанной с высоким внутренним сопротивлением источника сигнала. Реальный ОУ имеет конечное входное сопротивление, которое в ряде случаев сильно влияет на работу ОУ.
Для анализа влияния входного сопротивления воспользуемся схемой (рис. замещения входной цепи ОУ, где в. диф
— дифференциальное входное сопротивление, в. н синфазное входное сопротивление.
вхдиф
U
U
i
вхдиф
Z
вхсн
Z
в
хсн
Z
Рис. 8.31 – Эквивалентная схема для анализа входного сопротивления
Оценим влияние дифференциального входного сопротивления в. диф приза- мкнутой петле обратной связи. Переменный ток i
∼
, втекающий через неинвертиру- ющий вход, можно записать в виде:
i
∼
=
U
вx. диф
Z
вx. диф
=
U
выx
k
U
⋅
1
Z
вx. диф
=
U
∼
⋅ k
U ,oc
k
U
⋅ в. диф
.
Решая относительно входного сопротивления петли обратной связи, получим:
Z
′
вx. oc
=
U
∼
i
∼
=
k
U
⋅ в. диф
k
U Из (8.42) следует, что входное сопротивление при замкнутой петле обратной связи увеличилось относительно в. диф враз по сравнению с входным сопротивлением при разомкнутой петле обратной связи
8.3 Характеристики и параметры ОУ
153
Сопротивление в. диф при разомкнутой обратной связи может принимать значения от 100 кОм до нескольких ГОм у ОУ с МОП-транзисторами на входе. Такие большие значения сопротивления в. диф в сочетании с большим значением k
U
/k
U ,oc даёт большое входное сопротивление в. oc петли обратной связи, а такое входное дифференциальное сопротивление практически не нагружает источник сигнала.
Выходное сопротивление. Идеальный ОУ работает как источник напряжения
K
U
U
вx. диф с нулевым выходным сопротивлением. В этом случае, выходное напряжение не зависит от сопротивления нагрузки н. Любой реальный ОУ имеет отличное от нуля выходное сопротивление, поэтому выходное напряжение и, следовательно, коэффициент усиления с обратной связью зависят от сопротивления нагрузки.
Выходное сопротивление ОУ без обратной связи обычно составляет (10–100) Ом,
но в связи стем, что k
U , oc
, как правило, много меньше k
U
, выходное сопротивление при замкнутой обратной связи уменьшается до нескольких мОм.
Диапазон синфазной составляющей входного напряжения в. н. max определяет границы области, в пределах которой изменения этой составляющей входного напряжения не вызовут отклонения параметров ОУ от заданных. Приводимые в технических характеристиках максимальные положительные и отрицательные значения этого напряжения всегда меньше напряжений источников питания, и для современных ОУ эта разница не превышает (1–3) В.
Диапазон дифференциальной составляющей входного напряжения в. диф. max определяет максимальную дифференциальную составляющую входного напряжения,
которое может быть приложено между входами ОУ, не вызывая его выхода из рабочего состояния. Диапазон в. диф. max зависит от напряжения пробоя переходов база-эмиттер транзисторов входного дифференциального каскада. Для защиты цепей могут применяться последовательно включённые внешние сопротивления,
которые в случае достижения входного напряжения в. диф. max ограничивают входной ток на уровне единиц миллиампер.
Диапазон выходного напряжения вы. max
— диапазон значений выходного напряжения (между выходом и общим узлом ОУ), в котором параметры ОУ, определяемые малым сигналом, лежат в гарантированных пределах.
В современных ОУ, использующих двухтактные выходные каскады, амплитуды положительных и отрицательных импульсов обычно равны и меньше не более чем на (1–2) В напряжений питания
+U
ип
,
−U
ип
Выходной ток вы. max представляет собой предельное амплитудное значение выходного тока (положительное или отрицательное) при оговоренном выходном напряжении, не вызывающее необратимые изменения в ОУ.
Большинство ОУ предназначены для работы с двухполярным источником питания и имеют схему двухстороннего ограничения как максимального отрицательного тока вы. max
, таки максимального положительного тока вы. max
. На практике эти токи примерно одинаковы и имеют величину (20–25) мА.
Время установления выходного напряжения т время от подачи на входим- пульса напряжения прямоугольной формы до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону заданной погрешности (рис. 8.32). Схема измерения
t
ycт приведена на рис. 8.33. Обычно время установления нормируется для зоны
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
Отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала
k
U
диф
(или k
U
) к коэффициенту усиления синфазного сигнала k
U
сн
называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала k
осс
и обычно выражается в децибелах. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Типичное значение k
occ для ОУ — от 80 дб
(10 4
) до 120 дб (10 Входное сопротивление. Идеальный ОУ имеет бесконечное входное сопротивление в. Это означает, что к входу ОУ можно подключить источник сигнала с любым внутренним сопротивлением и это не приведёт к потере входной информации, связанной с высоким внутренним сопротивлением источника сигнала. Реальный ОУ имеет конечное входное сопротивление, которое в ряде случаев сильно влияет на работу ОУ.
Для анализа влияния входного сопротивления воспользуемся схемой (рис. замещения входной цепи ОУ, где в. диф
— дифференциальное входное сопротивление, в. н синфазное входное сопротивление.
вхдиф
U
U
i
вхдиф
Z
вхсн
Z
в
хсн
Z
Рис. 8.31 – Эквивалентная схема для анализа входного сопротивления
Оценим влияние дифференциального входного сопротивления в. диф приза- мкнутой петле обратной связи. Переменный ток i
∼
, втекающий через неинвертиру- ющий вход, можно записать в виде:
i
∼
=
U
вx. диф
Z
вx. диф
=
U
выx
k
U
⋅
1
Z
вx. диф
=
U
∼
⋅ k
U ,oc
k
U
⋅ в. диф
.
Решая относительно входного сопротивления петли обратной связи, получим:
Z
′
вx. oc
=
U
∼
i
∼
=
k
U
⋅ в. диф
k
U Из (8.42) следует, что входное сопротивление при замкнутой петле обратной связи увеличилось относительно в. диф враз по сравнению с входным сопротивлением при разомкнутой петле обратной связи
8.3 Характеристики и параметры ОУ
153
Сопротивление в. диф при разомкнутой обратной связи может принимать значения от 100 кОм до нескольких ГОм у ОУ с МОП-транзисторами на входе. Такие большие значения сопротивления в. диф в сочетании с большим значением k
U
/k
U ,oc даёт большое входное сопротивление в. oc петли обратной связи, а такое входное дифференциальное сопротивление практически не нагружает источник сигнала.
Выходное сопротивление. Идеальный ОУ работает как источник напряжения
K
U
U
вx. диф с нулевым выходным сопротивлением. В этом случае, выходное напряжение не зависит от сопротивления нагрузки н. Любой реальный ОУ имеет отличное от нуля выходное сопротивление, поэтому выходное напряжение и, следовательно, коэффициент усиления с обратной связью зависят от сопротивления нагрузки.
Выходное сопротивление ОУ без обратной связи обычно составляет (10–100) Ом,
но в связи стем, что k
U , oc
, как правило, много меньше k
U
, выходное сопротивление при замкнутой обратной связи уменьшается до нескольких мОм.
Диапазон синфазной составляющей входного напряжения в. н. max определяет границы области, в пределах которой изменения этой составляющей входного напряжения не вызовут отклонения параметров ОУ от заданных. Приводимые в технических характеристиках максимальные положительные и отрицательные значения этого напряжения всегда меньше напряжений источников питания, и для современных ОУ эта разница не превышает (1–3) В.
Диапазон дифференциальной составляющей входного напряжения в. диф. max определяет максимальную дифференциальную составляющую входного напряжения,
которое может быть приложено между входами ОУ, не вызывая его выхода из рабочего состояния. Диапазон в. диф. max зависит от напряжения пробоя переходов база-эмиттер транзисторов входного дифференциального каскада. Для защиты цепей могут применяться последовательно включённые внешние сопротивления,
которые в случае достижения входного напряжения в. диф. max ограничивают входной ток на уровне единиц миллиампер.
Диапазон выходного напряжения вы. max
— диапазон значений выходного напряжения (между выходом и общим узлом ОУ), в котором параметры ОУ, определяемые малым сигналом, лежат в гарантированных пределах.
В современных ОУ, использующих двухтактные выходные каскады, амплитуды положительных и отрицательных импульсов обычно равны и меньше не более чем на (1–2) В напряжений питания
+U
ип
,
−U
ип
Выходной ток вы. max представляет собой предельное амплитудное значение выходного тока (положительное или отрицательное) при оговоренном выходном напряжении, не вызывающее необратимые изменения в ОУ.
Большинство ОУ предназначены для работы с двухполярным источником питания и имеют схему двухстороннего ограничения как максимального отрицательного тока вы. max
, таки максимального положительного тока вы. max
. На практике эти токи примерно одинаковы и имеют величину (20–25) мА.
Время установления выходного напряжения т время от подачи на входим- пульса напряжения прямоугольной формы до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону заданной погрешности (рис. 8.32). Схема измерения
t
ycт приведена на рис. 8.33. Обычно время установления нормируется для зоны
Глава 8. Основные схемотехнические
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
заданной погрешности σ =1% ; 0,1% и (или) 0,01% при максимальной амплитуде входного импульса для данного типа ОУ.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения вы. max
— наибольшая скорость изменения выходного напряжения ОУ при воздействии импульса максимального входного напряжения прямоугольной формы (рис. 8.32). Определяется как отношение приращения выходного напряжения к времени н, за которое произошло это приращение
dU
выx
dt
. Максимальная скорость нарастания лежит в пределах от десятых долей В/мкс (прецизионные ОУ) до сотен В/мкс (быстродействующие ОУ).
Для передачи без искажений синусоидального сигнала необходимо выбирать
ОУ из следующего условия:
(
dU
выx
dt
)
max
< вы. max
, то есть U
⋅ 2πf < вы. max
, где и f — амплитуда и частота синусоидального сигнала 1
0
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
уст
t
нар
t
0 9
0
U
,
%
100 Рис. 8.32 – Время установления, время нарастания и скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя (зона погрешности дана в увеличенном, по отношению к сигналу, масштабе)
Время восстановления в. Если ОУ находится в режиме насыщения под действием избыточного входного сигнала, то он возвращается в линейным режим не сразу после снятия этого сигнала. Время восстановления — время с момента снятия скачком входного сигнала перегрузки до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону погрешности, заданную относительно идеального значения
(рис. 8.34).
вых
U
вх
U
Рис. 8.33 – Схема измерения времени установления, скорости нарастания,
времени восстановления выходного напряжения ОУ
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
заданной погрешности σ =1% ; 0,1% и (или) 0,01% при максимальной амплитуде входного импульса для данного типа ОУ.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения вы. max
— наибольшая скорость изменения выходного напряжения ОУ при воздействии импульса максимального входного напряжения прямоугольной формы (рис. 8.32). Определяется как отношение приращения выходного напряжения к времени н, за которое произошло это приращение
dU
выx
dt
. Максимальная скорость нарастания лежит в пределах от десятых долей В/мкс (прецизионные ОУ) до сотен В/мкс (быстродействующие ОУ).
Для передачи без искажений синусоидального сигнала необходимо выбирать
ОУ из следующего условия:
(
dU
выx
dt
)
max
< вы. max
, то есть U
⋅ 2πf < вы. max
, где и f — амплитуда и частота синусоидального сигнала 1
0
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
уст
t
нар
t
0 9
0
U
,
%
100 Рис. 8.32 – Время установления, время нарастания и скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя (зона погрешности дана в увеличенном, по отношению к сигналу, масштабе)
Время восстановления в. Если ОУ находится в режиме насыщения под действием избыточного входного сигнала, то он возвращается в линейным режим не сразу после снятия этого сигнала. Время восстановления — время с момента снятия скачком входного сигнала перегрузки до момента последнего вхождения выходного напряжения в зону погрешности, заданную относительно идеального значения
(рис. 8.34).
вых
U
вх
U
Рис. 8.33 – Схема измерения времени установления, скорости нарастания,
времени восстановления выходного напряжения ОУ
Контрольные вопросы по главе Несмотря на то, что время восстановления очень важный параметр, этот параметр часто не указывается в технических характеристиках, и поэтому пользователь должен определять его эмпирически. Необходимо помнить, что время восстановления, необходимое для выхода из положительного насыщения вы .max
, может существенно отличаться от времени восстановления, необходимого для выхода из отрицательного насыщения вы. max
0 5
1
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
t
в
t
Рис. 8.34 – Время восстановления выходного напряжения
Контрольные вопросы по главе 8 1) Определить выходной ток интегрального источника тока, управляемого током, если задающий ток в 1 м, а коэффициент передачи тока базы транзисторов β = 30:
VT1
VT2
вх
I
вых
I
2) Определить сопротивление резистора, обеспечивающее выходной ток источника тока вы 1 м, если коэффициент передачи тока базы транзисторов, напряжение источника питания U
ип
= 15 B, а напряжение на прямосмещенном эмиттерном переходе U
бэ
= 0, 7 B:
, может существенно отличаться от времени восстановления, необходимого для выхода из отрицательного насыщения вы. max
0 5
1
U
,
вх
вых
U
U
,
вых
U
вх
U
0
U
D
+
0
U
D
-
0
U
t
в
t
Рис. 8.34 – Время восстановления выходного напряжения
Контрольные вопросы по главе 8 1) Определить выходной ток интегрального источника тока, управляемого током, если задающий ток в 1 м, а коэффициент передачи тока базы транзисторов β = 30:
VT1
VT2
вх
I
вых
I
2) Определить сопротивление резистора, обеспечивающее выходной ток источника тока вы 1 м, если коэффициент передачи тока базы транзисторов, напряжение источника питания U
ип
= 15 B, а напряжение на прямосмещенном эмиттерном переходе U
бэ
= 0, 7 B:
Глава 8. Основные схемотехнические
1 ... 10 11 12 13 14 15 16 17 18
структуры аналоговой интегральной микроэлектроники
ип
U
+
VT1
VT2
вых
I
R1 3) Определить минимально допустимое значение выходного тока, если коэффициент передачи тока базы транзисторов β = 30, напряжение источника питания U
ип
= 15 B, напряжение на прямосмещенном эмиттерном переходе
U
бэ
= 0, 7 а максимально допустимое значение сопротивления резистора ограничено величиной R
1,max
= 50 кOм:
VT3
вых
I
VT1
VT2
R1
ип
U
+
4) Определить выходное напряжение схемы, если U
1
= 2 B, U
2
= 1 B, R
1
= 10 км 47 км, коэффициент усиления операционного усилителя k
U
= 10 4
:
вых
U
1
U
2
U
R
1
R
2 5) Определить коэффициент усиления операционного усилителя на частоте кГц, если частота единичного усиления составляет f
1
= 1 Гц, а частоты сопряжения f
c1
= 10 Гц, f
c2
= 3 Гц
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
История развития микроэлектроники сопровождается постоянным поиском физических и технологических принципов создания альтернативной элементной базы. К настоящему времени достигнуты значительные успехи в области функциональной электроники, одноэлектроники, оптоэлектроники, фотоники, квантовой электроники, биоэлектроники и других областях. В тоже время ни по одному из перечисленных направлений не создано технологической базы, обеспечивающей экономически конкурентное производство высоконадежной элементной базы.
В настоящее время полупроводниковая электроника и полупроводниковые технологии настолько развиты, в них ежегодно делаются такие капиталовложения,
что производительность микросхем каждые два года удваивается, и всякие попытки конкуренции с кремниевой индустрией, по мнению специалистов, обречены на провал. Вот почему даже такие новые области, как фотоника и спинтроника, отказавшись от использования электрического заряда как носителя информации, тем не менее не отказываются от полупроводников как материальной основы или, по крайней мере, борются зато, чтобы сделать свои устройства совместимыми с традиционными полупроводниковыми изделиями интегральной микроэлектроники.
Расширение функциональных возможностей интегральных микроэлектронных изделий в настоящее время обеспечивается новой тенденцией интегральной микроэлектроники, которая заключается в объединении нескольких функционально различных интегральных схем на одном кристалле (систем на кристалле, system- on-chip, SoC). Другой вариант интеграции сводится к объединению нескольких различных кристаллов интегральных схем водном корпусе (систем в корпусе, SiP), что позволяет с помощью одного устройства микроэлектроники решать целый комплекс задач
ЛИТЕРАТУРА Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники / А. Г. Алексенко. — М. : ЮНИ-
МЕДИАСТАЙЛ, 2009. — 448 с. — ISBN 978–5-94774–002–8.
[2] Гатчин Ю. А. Введение в микроэлектронику учеб. пособие / Ю. А. Гатчин
[и др. — СПб : СПбГУ ИТМО, 2010. — 114 с Ефимов И. Е. Основы микроэлектроники : учеб. пособие для вузов И. Е. Ефимов, И. Я. Козырь. — М. : Лань, 2008. — 384 с Игнатов АН. Микросхемотехника и наноэлектроника : учеб. пособие АН. Игнатов. — СПб : Лань, 2011. — 528 с. — ISBN 978–5-8114–1161–0.
[5] Легостаев НС. Твердотельная электроника : учеб. пособие / НС. Легостаев,
П. Е. Троян, КВ. Четвергов. — Томск : Томск. гос. унт систем упр. и радиоэлектроники с. — ISBN 978–5-86889–422–0.
[6] Преснухин Л. Н. Расчет элементов цифровых устройств : учеб. пособие Л. Н. Преснухин, Н. В. Воробьев, А. А. Шишкевич; под ред.
Л. Н. Преснухина. — е изд, перераб. и доп. — М. : Высш. шк, 1991. — с. — ISBN 5–06–001763–X.
[7] Степаненко И. П. Основы микроэлектроники : учеб. пособие для вузов И. П. Степаненко. — е изд, перераб. и доп. — М. : Лаборатория Базовых Знаний сил Щука А. А. Электроника / учеб. пособие / под ред. проф. АС. Сигова. —
СПб. : БХВ-Петербург, 2006. — 800 с, — ISBN 5–94157–461–4.
МЕДИАСТАЙЛ, 2009. — 448 с. — ISBN 978–5-94774–002–8.
[2] Гатчин Ю. А. Введение в микроэлектронику учеб. пособие / Ю. А. Гатчин
[и др. — СПб : СПбГУ ИТМО, 2010. — 114 с Ефимов И. Е. Основы микроэлектроники : учеб. пособие для вузов И. Е. Ефимов, И. Я. Козырь. — М. : Лань, 2008. — 384 с Игнатов АН. Микросхемотехника и наноэлектроника : учеб. пособие АН. Игнатов. — СПб : Лань, 2011. — 528 с. — ISBN 978–5-8114–1161–0.
[5] Легостаев НС. Твердотельная электроника : учеб. пособие / НС. Легостаев,
П. Е. Троян, КВ. Четвергов. — Томск : Томск. гос. унт систем упр. и радиоэлектроники с. — ISBN 978–5-86889–422–0.
[6] Преснухин Л. Н. Расчет элементов цифровых устройств : учеб. пособие Л. Н. Преснухин, Н. В. Воробьев, А. А. Шишкевич; под ред.
Л. Н. Преснухина. — е изд, перераб. и доп. — М. : Высш. шк, 1991. — с. — ISBN 5–06–001763–X.
[7] Степаненко И. П. Основы микроэлектроники : учеб. пособие для вузов И. П. Степаненко. — е изд, перераб. и доп. — М. : Лаборатория Базовых Знаний сил Щука А. А. Электроника / учеб. пособие / под ред. проф. АС. Сигова. —
СПб. : БХВ-Петербург, 2006. — 800 с, — ISBN 5–94157–461–4.
Приложениe А
ОТВЕТЫ НА КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
ПО ГЛАВАМ
Глава 1. Предмет микроэлектроники) Ответ увеличение сопротивлений интегральных резисторов и емкостей интегральных конденсаторов сопровождается увеличением требуемой площади кристаллов, что противоречит требованию микроминиатюризации микроэлектронной аппаратуры) Ответ процесс схемотехнического проектирования интегральных микросхем включает стадии структурного проектирования и схемного проектирования микросхем) Ответ микросхемы аналого-цифровых преобразователей относятся кана- логовым интегральным микросхемам, поскольку в виде цифровых кодов представлены только их выходные сигналы) Ответ используется отрицательная логика) Ответ Глава 2. Характеристики и параметры цифровых интегральных микросхем) Ответ 2.
2) Ответ 1,6 В) Ответ 0,5.
4) Ответ 19 нс) Ответ 12 мА
Приложение А. Ответы на контрольные вопросы по главам
Глава 3. Математический аппарат цифровой микроэлектроники) Ответ 00101100 и 11010100.
2) Ответ 11100101.
3) Ответ 00100110.
4) Ответ x
2
⊕ x
3 0
0 0
0 0
0 1
1 0
1 0
1 0
1 1
0 1
0 0
1 1
0 1
0 1
1 0
0 1
1 1
1 5) Ответ 16.
6) Ответ 4,6,14.
7) Ответ 1
1 2
x
1
x
3
x
1 1
1 8) Ответ x
1
+ x
3 9) Ответ x
2
x
4
+ x
2
x
4
= x
2
⊕ x
4 10) Ответ f
CДHФ
=x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
, f
CКHФ
=
(x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ Глава 4. Цифровые микроэлектронные устройства комбинационного типа) Ответ 4.
2) Ответ элемент 1 реализует функцию f = AB + AB, элемент 2 реализует функцию f = AB + AB.
3) Ответ f = AB + AC.
Глава 3. Математический аппарат цифровой микроэлектроники) Ответ 00101100 и 11010100.
2) Ответ 11100101.
3) Ответ 00100110.
4) Ответ x
2
⊕ x
3 0
0 0
0 0
0 1
1 0
1 0
1 0
1 1
0 1
0 0
1 1
0 1
0 1
1 0
0 1
1 1
1 5) Ответ 16.
6) Ответ 4,6,14.
7) Ответ 1
1 2
x
1
x
3
x
1 1
1 8) Ответ x
1
+ x
3 9) Ответ x
2
x
4
+ x
2
x
4
= x
2
⊕ x
4 10) Ответ f
CДHФ
=x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
+ x
1
x
2
x
3
, f
CКHФ
=
(x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ Глава 4. Цифровые микроэлектронные устройства комбинационного типа) Ответ 4.
2) Ответ элемент 1 реализует функцию f = AB + AB, элемент 2 реализует функцию f = AB + AB.
3) Ответ f = AB + AC.
Приложение А. Ответы на контрольные вопросы по главам) Ответ f = ABC + ABC.
5) Ответ 0
1 0
0 0
1 0
1 6) Ответ 21.
7) Ответ функция сравнения цифрового компаратора — «A больше либо равно ( F
= A ⩾ B ).
8) Ответ y =
(x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
).
9) Ответ S = A ⊕ B; P = AB.
10) Ответ y
1
= p
2
+ p
3
; y
2
= p
1
+ Глава 5. Цифровые микроэлектронные устройства последовательностного типа) Ответ 0011.
2) Ответ коэффициент пересчета счетчика k
c
= 89.
3) Ответ 10100101.
4) Ответ 00001001.
5) Ответ выход «заема», используемый для каскадного соединения микросхем счетчиков.
Глава 6. Запоминающие устройства) Ответ Y = бит = кбит) Ответ 00001100.
3) Ответ Y = бит) Ответ 10011100.
5) Ответ Глава 7. Основные схемотехнические структуры цифровой интегральной микроэлектроники) Ответ U
1
≈ 3, 6B ± 13, 9%.
2) Ответ п 1, 3B.
3) Ответ п 2, 2B.
4) Ответ п 1, 05B.
5) Ответ 0
1 0
0 0
1 0
1 6) Ответ 21.
7) Ответ функция сравнения цифрового компаратора — «A больше либо равно ( F
= A ⩾ B ).
8) Ответ y =
(x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
) (x
1
+ x
2
+ x
3
).
9) Ответ S = A ⊕ B; P = AB.
10) Ответ y
1
= p
2
+ p
3
; y
2
= p
1
+ Глава 5. Цифровые микроэлектронные устройства последовательностного типа) Ответ 0011.
2) Ответ коэффициент пересчета счетчика k
c
= 89.
3) Ответ 10100101.
4) Ответ 00001001.
5) Ответ выход «заема», используемый для каскадного соединения микросхем счетчиков.
Глава 6. Запоминающие устройства) Ответ Y = бит = кбит) Ответ 00001100.
3) Ответ Y = бит) Ответ 10011100.
5) Ответ Глава 7. Основные схемотехнические структуры цифровой интегральной микроэлектроники) Ответ U
1
≈ 3, 6B ± 13, 9%.
2) Ответ п 1, 3B.
3) Ответ п 2, 2B.
4) Ответ п 1, 05B.
Приложение А. Ответы на контрольные вопросы по главам) Ответ п 9, Глава 8. Основные схемотехнические структуры аналоговой интегральной микроэлектроники) Ответ вы 0, м) Ответ R
1
= 13, 4 ⋅ 10 м) Ответ вы 286мкA.
4) Ответ вы 6, 7B.
5) Ответ 100.
1
= 13, 4 ⋅ 10 м) Ответ вы 286мкA.
4) Ответ вы 6, 7B.
5) Ответ 100.
СПИСОК УСЛОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ
TКH
U
выx
— температурный коэффициент выходного напряжениям температурный коэффициент напряжения смещения
A
п
— работа переключениям электродвижущая сила смещения — коэффициент обратной связи частота единичного усиления
f
гp
— граничная частота
f
п
— рабочая частота переключения частота сопряжения частота среза остаточный ток в стоковой цепи транзистора типа остаточный ток в стоковой цепи транзистора n-типа
I
вx
— входной ток покоя операционного усилителя
I
0
вx
— входной ток логического нуля
I
1
вx
— входной ток логической единицы
I
вx.cм
— входной ток смещения операционного усилителя
I
0
выx
— выходной ток логического нуля
I
1
выx
— выходной ток логической единицы
I
выx.max
— выходной ток операционного усилителя
I
c.нaч
— начальный ток стока полевого транзистора с управляющим переходом обратный ток коллектора биполярного транзистора
k
дeл
— коэффициент деления частоты
TКH
U
выx
— температурный коэффициент выходного напряжениям температурный коэффициент напряжения смещения
A
п
— работа переключениям электродвижущая сила смещения — коэффициент обратной связи частота единичного усиления
f
гp
— граничная частота
f
п
— рабочая частота переключения частота сопряжения частота среза остаточный ток в стоковой цепи транзистора типа остаточный ток в стоковой цепи транзистора n-типа
I
вx
— входной ток покоя операционного усилителя
I
0
вx
— входной ток логического нуля
I
1
вx
— входной ток логической единицы
I
вx.cм
— входной ток смещения операционного усилителя
I
0
выx
— выходной ток логического нуля
I
1
выx
— выходной ток логической единицы
I
выx.max
— выходной ток операционного усилителя
I
c.нaч
— начальный ток стока полевого транзистора с управляющим переходом обратный ток коллектора биполярного транзистора
k
дeл
— коэффициент деления частоты
Список условных обозначений
k
к
— коэффициент компонентной интеграции
k
нac
— коэффициент насыщения биполярного транзистора
k
oб
— коэффициент объединения по входу логического элемента
k
oб.и
— коэффициент объединения по входу И логического элемента
k
oб.или
— коэффициент объединения по входу ИЛИ логического элемента коэффициент ослабления синфазного сигнала операционного усилителя
k
paз
— коэффициент разветвления по выходу логического элемента (нагрузочная способность)
k
1
paз
— коэффициент разветвления выключенного логического элемента
k
0
paз
— коэффициент разветвления включенного логического элемента
k
cч
— коэффициент пересчета (модуль счета) счетчика
k
ф
— компонент функциональной интеграции
k
экв
— удельная крутизна эквивалентного транзистора основного логического элемента КМОП
k
n
— удельная крутизна МДП-транзистора типа удельная крутизна МДП-транзистора типа коэффициент усиления операционного усилителя по напряжению) — коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя без обратной связи на нулевой частоте ,oc
— коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя с обратной связью
k
U
cн
— коэффициент усиления синфазного сигнала операционного усилителя — информационная емкость запоминающего устройства минтерм
M
i
— макстерм
N
к
— общее число элементов и компонентов, расположенных на кристалле
N
э
— количество логических элементов И-НЕ либо ИЛИ-НЕ, расположенных на кристалле микросхемы
P
0
п
— мощность потребления логического элемента в состоянии логического нуля
P
1
п
— мощность потребления логического элемента в состоянии логической единицы
P
п.cp
— средняя мощность потребления логического элемента
Q
cч.кoн
— конечное состояние счетчика
Q
cч.нaч
— начальное состояние счетчика
k
к
— коэффициент компонентной интеграции
k
нac
— коэффициент насыщения биполярного транзистора
k
oб
— коэффициент объединения по входу логического элемента
k
oб.и
— коэффициент объединения по входу И логического элемента
k
oб.или
— коэффициент объединения по входу ИЛИ логического элемента коэффициент ослабления синфазного сигнала операционного усилителя
k
paз
— коэффициент разветвления по выходу логического элемента (нагрузочная способность)
k
1
paз
— коэффициент разветвления выключенного логического элемента
k
0
paз
— коэффициент разветвления включенного логического элемента
k
cч
— коэффициент пересчета (модуль счета) счетчика
k
ф
— компонент функциональной интеграции
k
экв
— удельная крутизна эквивалентного транзистора основного логического элемента КМОП
k
n
— удельная крутизна МДП-транзистора типа удельная крутизна МДП-транзистора типа коэффициент усиления операционного усилителя по напряжению) — коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя без обратной связи на нулевой частоте ,oc
— коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя с обратной связью
k
U
cн
— коэффициент усиления синфазного сигнала операционного усилителя — информационная емкость запоминающего устройства минтерм
M
i
— макстерм
N
к
— общее число элементов и компонентов, расположенных на кристалле
N
э
— количество логических элементов И-НЕ либо ИЛИ-НЕ, расположенных на кристалле микросхемы
P
0
п
— мощность потребления логического элемента в состоянии логического нуля
P
1
п
— мощность потребления логического элемента в состоянии логической единицы
P
п.cp
— средняя мощность потребления логического элемента
Q
cч.кoн
— конечное состояние счетчика
Q
cч.нaч
— начальное состояние счетчика
Список условных обозначений
165
R
yт.n
— сопротивление утечки между стоком и истоком транзистора n
− типа
R
yт.p
— сопротивление утечки между стоком и истоком транзистора p
− типа время перехода на выходе логического элемента из состояния логической единицы в состояние логического нуля время перехода на выходе логического элемента из состояния логического нуля в состояние логической единицы
t
в
— время восстановления операционного усилителя
t
1,0
зд
— время задержки включения логического элемента
t
0,1
зд
— время задержки выключения логического элемента
t
1,0
зд.p
— время задержки распространения сигнала при включении логического элемента
t
0,1
зд.p
— время задержки распространения сигнала при выключении логического элемента
t
зд.p.cp
— среднее время задержки распространения сигнала
t
ycт
— время установления выходного напряжения операционного усилителя уровень напряжения логического нуля уровень напряжения логической единицы падение напряжения на прямосмещенном p
− n-переходе
U
вx.диф.max
— диапазон дифференциальной составляющей входного напряжения операционного усилителя
U
вx.cн.max
— диапазон синфазной составляющей входного напряжения операционного усилителя
U
1
выx.пop
— значение выходного порогового напряжения логической единицы
U
0
выx.пop
— значение выходного порогового напряжения логического нуля
U
выx.max
— диапазон выходного напряжения операционного усилителя
U
диф
— дифференциальное входное напряжение дифференциального усилителя
U
ип
— напряжение источника питания
U
ocт.мэт
— остаточное напряжение на насыщенном многоэмиттерном транзисторе
U
oтc
— напряжение отсечки полевого транзистора с управляющим p-n-переходом
U
+
п
— запас помехоустойчивости по уровню логического нуля
U
−
п
— запас помехоустойчивости по уровню логической единицы
U
0
п
— помехозащищенность по уровню логического нуля
U
1
п
— помехозащищенность по уровню логической единицы
165
R
yт.n
— сопротивление утечки между стоком и истоком транзистора n
− типа
R
yт.p
— сопротивление утечки между стоком и истоком транзистора p
− типа время перехода на выходе логического элемента из состояния логической единицы в состояние логического нуля время перехода на выходе логического элемента из состояния логического нуля в состояние логической единицы
t
в
— время восстановления операционного усилителя
t
1,0
зд
— время задержки включения логического элемента
t
0,1
зд
— время задержки выключения логического элемента
t
1,0
зд.p
— время задержки распространения сигнала при включении логического элемента
t
0,1
зд.p
— время задержки распространения сигнала при выключении логического элемента
t
зд.p.cp
— среднее время задержки распространения сигнала
t
ycт
— время установления выходного напряжения операционного усилителя уровень напряжения логического нуля уровень напряжения логической единицы падение напряжения на прямосмещенном p
− n-переходе
U
вx.диф.max
— диапазон дифференциальной составляющей входного напряжения операционного усилителя
U
вx.cн.max
— диапазон синфазной составляющей входного напряжения операционного усилителя
U
1
выx.пop
— значение выходного порогового напряжения логической единицы
U
0
выx.пop
— значение выходного порогового напряжения логического нуля
U
выx.max
— диапазон выходного напряжения операционного усилителя
U
диф
— дифференциальное входное напряжение дифференциального усилителя
U
ип
— напряжение источника питания
U
ocт.мэт
— остаточное напряжение на насыщенном многоэмиттерном транзисторе
U
oтc
— напряжение отсечки полевого транзистора с управляющим p-n-переходом
U
+
п
— запас помехоустойчивости по уровню логического нуля
U
−
п
— запас помехоустойчивости по уровню логической единицы
U
0
п
— помехозащищенность по уровню логического нуля
U
1
п
— помехозащищенность по уровню логической единицы
Список условных обозначений
U
пop
— пороговое напряжение логического элемента
U
пop.n
— пороговое напряжение МДП-транзистора n-типа
U
пop.p
— пороговое напряжение МДП-транзистора типам напряжение смещения операционного усилителя
U
cн
— синфазное входное напряжение дифференциального усилителя
U
*
ш
— падение напряжения на открытом переходе Шоттки
V
U
выx.max
— максимальная скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя
Z
вx.диф
— дифференциальное входное сопротивление операционного усилителя
Z
вx.cн
— синфазное входное сопротивление операционного усилителя — коэффициент передачи тока базы биполярного транзистора инверсный коэффициент передачи тока базы биполярного транзистора — полоса пропускания операционного усилителя без обратной связи полоса пропускания операционного усилителя с обратной связью — логический перепад
δI
вx.cм
— дрейф входного тока смещениям дрейф входного напряжения смещения температурный потенциал
ГЛОССАРИЙ
Аналоговая интегральная микросхема — интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции.
Бескорпусная интегральная микросхема — кристалл интегральной микросхемы, предназначенный для монтажа в гибридную интегральную микросхему или в микросборку.
Время задержки включения — интервал времени между входными выходным сигналами при переходе выходного напряжения от уровня логической единицы к уровню логического нуля, измеренный на уровне 0,1 логического перепада входного сигнала и 0,9 логического перепада выходного сигнала.
Время задержки выключения — интервал времени между входными выходным сигналами при переходе выходного напряжения от уровня логического нуля к уровню логической единицы, измеренный на уровне 0,9 логического перепада входного сигнала и 0,1 логического перепада выходного сигнала.
Входная характеристика — зависимость входного тока от входного напряжения.
Выходная характеристика — зависимость выходного тока от выходного напря- жения.
Гибридная интегральная микросхема — интегральная микросхема, содержащая,
кроме элементов, компоненты и (или) кристаллы.
Группа типов интегральных микросхем — совокупность типов интегральных микросхем в пределах одной серии, имеющих аналогичное функциональное назначение и принцип действия, свойства которых описываются одинаковыми или близкими по составу электрическими параметрами.
Демультиплексор — комбинационное цифровое устройство, распределяющее сигналы с одного информационного входа по нескольким выходам.
Дешифратор — преобразователь двоичного кода в унитарный код.
Запоминающее устройство — цифровое устройства, предназначенное для записи, хранения и считывания информации
168
Глоссарий
Инструментальная аналоговая ИМС — это многоцелевая ИМС, осуществляющая прецизионные преобразования аналоговых сигналов с обеспечением выполнения комплекса требований поточности, частотным свойствами электрическим параметрам.
Интегральная схема — схема, ряд элементов которой нераздельно выполнен и электрически соединен между собой таким образом, что сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое.
Интегральная микросхема — микросхема, ряд элементов которой нераздельно выполнен и электрически соединен между собой таким образом, что сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое.
Компонент интегральной микросхемы — часть интегральной микросхемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая может быть выделена как самостоятельное изделие сточки зрения требований к испытаниям,
приемке, поставке и эксплуатации.
Конституента единицы (минтерм) от L аргументов — это булева функция, которая принимает единичное значение только на одном логическом наборе значений аргументов, а на остальных 1
) логических наборах обращается в нуль.
Конституента нуля (макстерм) от L аргументов — это булева функция, которая принимает нулевое значение только на одном логическом наборе значений аргументов, а на остальных 1
) логических наборах обращается в единицу.
Контактная площадка интегральной микросхемы — металлизированный участок на подложке, кристалле или корпусе интегральной микросхемы, служащий для присоединения выводов компонентов и кристаллов, перемычек, а также для контроля ее электрических параметров и режимов.
Корпус интегральной микросхемы — часть конструкции интегральной микросхемы, предназначенная для ее защиты от внешних воздействий и для соединения с внешними электрическими цепями посредством выводов.
Коэффициент k
oб
объединения по входу логического элемента — число входов логического элемента, по которым реализуется логическая функция, в том числе с учетом входов логических расширителей.
Коэффициент k
paз
разветвления по выходу логического элемента(нагрузочная способность) — число единичных нагрузок, которые можно одновременно подключить к выходу логического элемента.
Кристалл интегральной микросхемы — часть полупроводниковой пластины, в объеме и на поверхности которой сформированы элементы полупроводниковой интегральной микросхемы, межэлементные соединения и контактные площадки.
Микросхема — микроэлектронное устройство, рассматриваемое как единое целое, имеющее высокую плотность расположения элементов и/или компонентов,
эквивалентных элементам обычной схемы
U
пop
— пороговое напряжение логического элемента
U
пop.n
— пороговое напряжение МДП-транзистора n-типа
U
пop.p
— пороговое напряжение МДП-транзистора типам напряжение смещения операционного усилителя
U
cн
— синфазное входное напряжение дифференциального усилителя
U
*
ш
— падение напряжения на открытом переходе Шоттки
V
U
выx.max
— максимальная скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя
Z
вx.диф
— дифференциальное входное сопротивление операционного усилителя
Z
вx.cн
— синфазное входное сопротивление операционного усилителя — коэффициент передачи тока базы биполярного транзистора инверсный коэффициент передачи тока базы биполярного транзистора — полоса пропускания операционного усилителя без обратной связи полоса пропускания операционного усилителя с обратной связью — логический перепад
δI
вx.cм
— дрейф входного тока смещениям дрейф входного напряжения смещения температурный потенциал
ГЛОССАРИЙ
Аналоговая интегральная микросхема — интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции.
Бескорпусная интегральная микросхема — кристалл интегральной микросхемы, предназначенный для монтажа в гибридную интегральную микросхему или в микросборку.
Время задержки включения — интервал времени между входными выходным сигналами при переходе выходного напряжения от уровня логической единицы к уровню логического нуля, измеренный на уровне 0,1 логического перепада входного сигнала и 0,9 логического перепада выходного сигнала.
Время задержки выключения — интервал времени между входными выходным сигналами при переходе выходного напряжения от уровня логического нуля к уровню логической единицы, измеренный на уровне 0,9 логического перепада входного сигнала и 0,1 логического перепада выходного сигнала.
Входная характеристика — зависимость входного тока от входного напряжения.
Выходная характеристика — зависимость выходного тока от выходного напря- жения.
Гибридная интегральная микросхема — интегральная микросхема, содержащая,
кроме элементов, компоненты и (или) кристаллы.
Группа типов интегральных микросхем — совокупность типов интегральных микросхем в пределах одной серии, имеющих аналогичное функциональное назначение и принцип действия, свойства которых описываются одинаковыми или близкими по составу электрическими параметрами.
Демультиплексор — комбинационное цифровое устройство, распределяющее сигналы с одного информационного входа по нескольким выходам.
Дешифратор — преобразователь двоичного кода в унитарный код.
Запоминающее устройство — цифровое устройства, предназначенное для записи, хранения и считывания информации
168
Глоссарий
Инструментальная аналоговая ИМС — это многоцелевая ИМС, осуществляющая прецизионные преобразования аналоговых сигналов с обеспечением выполнения комплекса требований поточности, частотным свойствами электрическим параметрам.
Интегральная схема — схема, ряд элементов которой нераздельно выполнен и электрически соединен между собой таким образом, что сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое.
Интегральная микросхема — микросхема, ряд элементов которой нераздельно выполнен и электрически соединен между собой таким образом, что сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое.
Компонент интегральной микросхемы — часть интегральной микросхемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая может быть выделена как самостоятельное изделие сточки зрения требований к испытаниям,
приемке, поставке и эксплуатации.
Конституента единицы (минтерм) от L аргументов — это булева функция, которая принимает единичное значение только на одном логическом наборе значений аргументов, а на остальных 1
) логических наборах обращается в нуль.
Конституента нуля (макстерм) от L аргументов — это булева функция, которая принимает нулевое значение только на одном логическом наборе значений аргументов, а на остальных 1
) логических наборах обращается в единицу.
Контактная площадка интегральной микросхемы — металлизированный участок на подложке, кристалле или корпусе интегральной микросхемы, служащий для присоединения выводов компонентов и кристаллов, перемычек, а также для контроля ее электрических параметров и режимов.
Корпус интегральной микросхемы — часть конструкции интегральной микросхемы, предназначенная для ее защиты от внешних воздействий и для соединения с внешними электрическими цепями посредством выводов.
Коэффициент k
oб
объединения по входу логического элемента — число входов логического элемента, по которым реализуется логическая функция, в том числе с учетом входов логических расширителей.
Коэффициент k
paз
разветвления по выходу логического элемента(нагрузочная способность) — число единичных нагрузок, которые можно одновременно подключить к выходу логического элемента.
Кристалл интегральной микросхемы — часть полупроводниковой пластины, в объеме и на поверхности которой сформированы элементы полупроводниковой интегральной микросхемы, межэлементные соединения и контактные площадки.
Микросхема — микроэлектронное устройство, рассматриваемое как единое целое, имеющее высокую плотность расположения элементов и/или компонентов,
эквивалентных элементам обычной схемы
1 ... 10 11 12 13 14 15 16 17 18
Глоссарий
169
Микроэлектроника — это область электроники, охватывающая исследование,
конструирование, производство и применение микроэлектронных изделий, основной разновидностью которых являются интегральные микросхемы.
Микросхемотехника — раздел микроэлектроники, охватывающий исследования и разработку электрических и структурных схем, используемых в ИМС и электронной аппаратуре на их основе.
Мультиплексор — коммутатор с нескольких входов на один выход.
Операционный усилитель это многоцелевая ИМС, предназначенная для построения схем с фиксированным коэффициентом и точно синтезированной передаточной функцией.
Передаточная характеристика — зависимость выходного напряжения от входного напряжения.
Пленочная интегральная микросхема — интегральная микросхема, все элементы и межэлементные соединения которой выполнены в виде пленок.
Плотность упаковки интегральной микросхемы — отношение суммы элементов интегральной микросхемы и (или) элементов, содержащихся в составе компонентов, к объему интегральной микросхемы.
Подложка интегральной микросхемы — заготовка из диэлектрического материала, предназначенная для нанесения на нее элементов гибридных интегральных микросхем, межэлементных и (или) межкомпонентных соединений, а также контактных площадок.
Полупроводниковая интегральная микросхема — интегральная микросхема, все элементы и межэлементные соединения которой выполнены в объеме или на поверхности полупроводникового материала.
Полупроводниковая пластина — заготовка из полупроводникового материала,
предназначенная для изготовления полупроводниковых интегральных микросхем.
Рабочая частота переключения — максимальная частота, на которой в наихудших условиях гарантируется срабатывание счетного триггера, составленного из логических элементов данной серии.
Регистр — последовательностное цифровое устройство, предназначенное для хранения и преобразования многоразрядных двоичных чисел.
Серия интегральных микросхем — совокупность типов интегральных микросхем, обладающих конструктивной электрической и, при необходимости, информационной и программной совместимостью и предназначенных для совместного применения.
Степень интеграции интегральной микросхемы — показатель степени сложности интегральной микросхемы, характеризуемый числом содержащихся в ней элементов и (или) компонентов
170
Глоссарий
Счетчик — последовательностное цифровое устройство, циклически переходящее из одного состояния в другое под воздействием счетных (тактовых) сигналов,
поступающих на его счетный (тактовый) вход.
Тип интегральной микросхемы — интегральная микросхема конкретного функционального назначения и определенного конструктивно-технологического и схемотехнического решения и имеющая свое условное обозначение.
Типономинал интегральной микросхемы — интегральная микросхема конкретного типа, отличающаяся от других микросхем того же типа одним или несколькими параметрами и требованиями к внешним воздействующим факторам.
Триггер — последовательностное цифровое устройство, которое может находиться водном из двух устойчивых состояний и переходить из одного состояния в другое под воздействием входных сигналов.
Цифровая интегральная микросхема — интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции.
Цифровой компаратор — комбинационное цифровое устройство сравнения двух
n-разрядных чисел, заданных в двоичном (двоично-десятичном) коде.
Шифратор — комбинационная схема, реализующая преобразование унитарного кода «1 изв разрядный двоичный код.
Элемент интегральной микросхемы — часть интегральной микросхемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая выполнена нераздельно от кристалла или подложки и не может быть выделена как самостоятельное изделие сточки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации
Учебное издание
Легостаев Николай Степанович
Четвергов Константин Владимирович
МИКРОЭЛЕКТРОНИКА
Учебное пособие
Корректор Осипова Е. А.
Компьютерная верстка Риб Е. О.
Подписано в печать 29.03.13 Формат 60х84/8.
Усл. печ. л. 20,0. Тираж 200 экз. Заказ
Издано в ООО Эль Контент»
634029, г. Томск, ул. Кузнецова д. 11 оф. Отпечатано в Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники, г. Томск, пр. Ленина, Тел. (3822) 533018.
Легостаев Николай Степанович
Четвергов Константин Владимирович
МИКРОЭЛЕКТРОНИКА
Учебное пособие
Корректор Осипова Е. А.
Компьютерная верстка Риб Е. О.
Подписано в печать 29.03.13 Формат 60х84/8.
Усл. печ. л. 20,0. Тираж 200 экз. Заказ
Издано в ООО Эль Контент»
634029, г. Томск, ул. Кузнецова д. 11 оф. Отпечатано в Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники, г. Томск, пр. Ленина, Тел. (3822) 533018.