При достатньо великому R_e можна вважати постійною суму емітерних струмів . При цьому їх різниця

.

У свою чергу, відносний приріст вихідного струму

. (3.1)

Відомо, що струм емітера є експоненціальною функцією напруги :

,

де - зворотний струм насичення, φ_Т - температурний потенціал .

Напруга першого транзистора , а другого . У випадку симетрії схеми ; , де - диференціальна різницева напруга.

Підставляючи значення напруг та у вираз для емітерного струму, отримаємо емітерні струми та . Підстав­ляючи їх у вираз (3.1), отримаємо

(3.2)

При зміні аргументу від до гіперболічний тангенс змінюється від -1 до +1. Тому змінюється від до , де - сума емітерних струмів.

Із виразу (3.2) випливає, що диференціальний каскад можна використовувати як амплітудний обмежувач. Наприклад, при

.

Отже, при амплітуді різницевого сигналу, що дорівнює приблизно 0,1В і більше, має місце обмеження амплітуди вихідного струму. При менших рівнях він працює як лінійний підсилювач.

З виразу (3.2) також випливає, що ДК можна використовувати як регульований каскад, підсилення якого змінюється залежно від струму .

Як вже зазначалося, збільшення опору резистора необхідне для покращення симетрії схеми ДК. Але в той же час зрозуміло, що збільшення опору викликає підвищення падіння напруги на ньому за рахунок протікання сталої складової емітерних струмів. Тому замість резисто­ра у схему вмикають транзистор. Така схема має назву генератора стабільного струму (ГСС). Це один з каскадів інтегральної схемотехні­ки, які широко використовуються. ГСС будуються на біполярних чи по­льових структурах (рис.3.4) і можуть використовуватись як нелінійні еквівалентні високоомні навантажувальні опори або джерела фіксованих струмів.

Рисунок 3.4 – Генератор стабільного струму

Заміна у схемі резистора транзистором дозволяє при не­змінності опору постійному струму забезпечити для змінного струму опір, більший на 1-2 порядки. Для забезпечення режиму транзистора VT1 служить коло E–R–VT2, при цьому VT2 використовується у діодному ввімкненні. У цьому колі протікає струм I₁, який викли­кає падіння напруги на переході база-емітер VT2 у діодному ввімкненні. Якщо знехтувати стру­мом бази транзистора VT1, то можна вважати, що

У свою чергу, відношення цих напруг визначає співвідношення струмів I₀ та I₁. У нашому випадку можна вважати, що струм I₀ = I₁ і досить точ­но відображає будь-які його зміни, тобто має місце „дзер­кало струмів”. У той же час мож­на бачити, що в разі зміни за рахунок зміни опору резистора R виникає можливість змінювати струм I₀, який у свою чергу задає режими транзисторів ДК і зумовлює підсилення ДК.

Опис лабораторного макету

Лабораторний макет (рис.5.5) являє собою ДК, виконаний на двох n-p-n транзисторах VT1 і VT2, в емітерне коло яких ввімкнено генератор стабільного струму на транзисторах VT3 та VT4. У макеті використані транзисто­ри КТЗІ5Б.

Для зміни напруги на базах VT1 та VT2 та струму ГСС використовуються змінні резистори R6, R4 та R9. Перемикачі S1 та S2 та гнізда KT5 – KT8 дозволяють під’єднати амперметри, необхідні для дослідження струмів ГСС. Перемикач S3 служить для підключення напруги живлення. Макет дозволяє підключити сигнал у відповідну точку схеми, дослідити його, а також реалізувати певне ввімкнення схеми.

Додатковий макет вміщує пристрій формування двофазової та синфазової вхідної напруги.

Рисунок 3.5 – Лабораторний макет ( )

Домашнє завдання

1. Вивчити теорети­чні положення та лекційний матеріал з даної теми.

2. Ознайомитись зі схемою макета.

3. Ознайомитись з приладами й обладнанням, необхідними для проведення досліджень.

4. Розробити методику дослідження основних параметрів ДК.

5. Визначити параметри транзистора КТЗІ5Б.

6. Розрахувати коефіцієнти підсилення для плечового та диференціального ввімкнення.

7. Розрахувати вхідний опір для симетричної та несиметричної схем ввімкнення ДК

8. При ; визначити статичний та дина­мічний опори для транзистора КТЗІ5Б. ВАХ транзистора отримати з довідника.

Програма експериментальних досліджень

1. Під’єднати макет до джерела живлення.

2. Зняти карту напруг схеми, що відповідає стану балансу ДК при середньому (з можливих) струмі ГСС.

3. Визначити плечовий та диференціальний коефіцієнти підсилен­ня ДКП та їх зв'язок.

4. Вивчити вплив струму ГСС на плечовий та диференціальний коефіцієнти підсилення та їх зв'язок.

5. Визначити коефіцієнт підсилення синфазного сигналу та коефіцієнт придушення синфазної напруги, визначити . Дослідити вплив струму ГСС на ці параметри.

6. Дослідити схему амплітудного обмежувача на основі ДК, дослідити його амплітудну характеристику, визначити порогову напругу та напругу обмеження.

7. Вивчити вплив струму ГСС на основні показники амплітудного обмежувача.

8. Дослідити залежність струмів ГСС у керуючому та керованому колах.

9. Порівняти розрахункові та експериментальні результати.

Досліджувальна і вимірювальна апаратура

1. Лабораторний стенд.

2. Лабораторне джерело живлення.

3. Генератор сигналів низькочастотний ГЗ-І02,

4. Вольтметр універсальний В7-2ІА.

5. Мілівольтметр В3-38 або В3-39.

6. Осцилограф СІ-67 або СІ-86.

Короткі методичні вказівки до розрахунків

Вхідний опір ДК У випадку несиметричного входу він дорівнює .

Короткі методичні вказівки до вимірювань та

опрацювання результатів

Балансування схеми слід проводити без подачі сигналу ВЧ, тобто гене­ратор сигналу повинен бути вимкненим. На колекторах VT1 та VT2 слід встановити напругу, яка приблизно дорівнює половині напруги жив­лення.

Визначення коефіцієнтів підсилення слід проводити, фіксуючи зміни постійних напруг у відповідних точках схеми при заданому розбалансі схеми. При цьому напруга розбалансу на входах схеми не повин­на перевищувати 0,02 – 0,03 B. Аналогічні дослідження можна зробити і на змінній напрузі, використовуючи пристій формування протифазного та синфазного сигналу. Для визначення кое­фіцієнта підсилення синфазного сигналу необхідно працювати із вхід­ним сигналом 0,1...0,15 В. Значення може бути використано для визначення , тобто опору ГСС змінному струму.

Досліджуючи вплив струму ГСС, при його зміні необхідно знов провести балансування схеми.

Вивчаючи схему амплітудного обмежувача, необхідно дослідити лінійну ділянку його амплітудної характеристики, для цього слід подавати на вхід мінімальну напругу 1...2 мВ на частоті 1 кГц.

Оформлення звіту

Звіт оформляють відповідно до вимог викладених у восьмій частині посібника.

Контрольні запитання

1. Які засоби застосовуються для підвищення симетрії схеми ДК?

2. Як змінюється вхідний опір схеми ДК при ввімкненні з симетричним та несиметричним входами?

3. Як залежать основні параметри амплітудного обмежувача від значення струму ГСС?

4. Яким чином можна змінювати коефіцієнт підсилення ДК?

5. Які основні напрямки підвищення вхідного опору ДК?

Лабораторна робота №4

ДОСЛІДЖЕННЯ МЕТОДІВ КОРЕКЦІЇ ЧАСТОТНИХ ТА ПЕРЕХІДНИХ ХАРАКТЕРИСТИК

Мета роботи – експериментально дослідити властивості широкосмугового підсилювача та методи корекції його частотних та перехідних характеристик.

Короткі теоретичні відомості

Найбільш поширена схема низькочастотної корекції за допомогою кола R_ф,С­_ф, рис.4.1.

Ємність конденсатора С_ф обирається так, щоб в області низьких частот (НЧ) виконувалась умова R_ф, а для області середніх частот (СЧ) та високих частот (ВЧ) опір цього конденсатора був незначний, тобто .

Еквівалентні схеми підсилювальних каскадів для уніполярних транзисторів і біполярних транзисторів з НЧ корекцією зображені на рис.4.2. На рис.4.3а, показана зміна загального опору навантаження підсилювального каскаду в робочому діапазоні частот та частотна характеристика такого каскаду рис. 4.3 б. НЧ корекція одночасно виконує функції корекції спотворень плоскої вершини імпульсу.

Високочастотна корекція або корекція перехідної характеристики в області малого часу має свої особливості.

При необмеженому зростанні частоти, підсилення будь-якого каскаду завжди спадає до нуля. Це викликано впливом міжелектродних та паразитних ємностей і, крім того, в каскадах на БТ збільшення частоти сигналу призводить до зменшення крутості наскрізної характеристики.

В каскадах з емітерною (витоковою) високочастотною корекцією використовується дія частотно-залежного зворотного зв’язку. Елементи зворотного зв’язку R_КОР, С_КОР вводяться в коло емітера (витоку), внаслідок чого каскад в області низьких і середніх частот охоплений глибоким від’ємним зворотним зв’язком за струмом, рис.4.4.

СС_р

а) б)

Рисунок 4.1 – Каскади з НЧ корекцією, корекція спотворень плоскої вершини імпульсу

СС_р

а) б)

Рисунок 4.2 – Еквівалентні схеми каскадів з НЧ корекцією

а) б)

Рисунок 4.3 – Залежності та

а) б)

Рисунок 4.4 – Каскад з ВЧ витоковою (емітерною) корекцією, корекція перехідної характеристики в області малого часу.

Ємність конденсатора С_КОР вибирається такою, щоб його опір в області низьких частот і середніх частот був значно більший за R_КОР, тобто . Напруга зворотного зв’язку , яка виділяється на паралельному з’єднанні R_КОР, С_КОР в цій області частот, зменшує коефіцієнт підсилення каскаду.

Рисунок 4.5 – АЧХ каскаду з ВЧ корекцією

При збільшенні частоти сигналу (область ВЧ) шунтуючий вплив ємності конденсатора С_КОР зменшує напругу U_β, в наслідок чого зростає коефіцієнт підсилення каскаду. Таким чином компенсується зменшення підсилення за рахунок дії міжелектродних і паразитних ємностей і крутості БТ. Очевидно, що в даному випадку корекція АЧХ досягається зменшенням підсилення каскаду в смузі НЧ та СЧ, коли коефіцієнт підсилення дорівнює , де – глибина від’ємного зворотного зв’язку (ВЗЗ) для НЧ і СЧ. Площа підсилення каскаду, в такому випадку зберігається без змін, але верхня гранична частота каскаду збільшується , рис.4.5.

Підсилювальні каскади на ПТ і БТ з паралельною індуктивною ВЧ корекцією зображені на рис.4.6.(а,б).

Еквівалентні схеми каскадів на ПТ і БТ для області ВЧ зображені на рис.4.7.(а, б). В області ВЧ навантаженням каскаду є паралельний контур з резонансною частотою

.

На низьких та середніх частотах навантаження транзистора практично дорівнює R_n.

Частотна характеристика каскаду з паралельною корекцією наведена на рис.4.8. Форма АЧХ такого каскаду залежить від значення коефіцієнта корекції . Оптимальна частотна характеристика, що забезпечує найбільше розширення смуги без підйому частотної характеристики, досягається при =0,414. У випадку коли на АЧХ виникає підйом. Площа підсилення такого каскаду збільшується

,

де – коефіцієнт, що показує у скільки разів розширюється смуга каскаду з корекцією.

Каскади на БТ і ПТ з послідовною індуктивною ВЧ корекцією та їх еквівалентні схеми зображені на рис. 4.9.(а,б,в,г).

Коригувальна котушка індуктивності підключена послідовно до розділового конденсатора С_р. Повна паразитна ємність в цьому випадку розділяється на дві ємності С_вих і С_вх, в результаті чого загальна ємність дорівнює

.

а) б)

Рисунок 4.6 – Каскади з паралельною індуктивною ВЧ корекцією

а) б)

Рисунок 4.7 – Еквівалентні схеми каскадів з паралельною ВЧ корекцією

Рисунок 4.8 – АЧХ каскаду з паралельною індуктивною ВЧ корекцією

а) б)

в) г)

Рисунок 4.9 – Каскади з послідовною індуктивною ВЧ корекцією

Паралельний резонансний контур, утворений L_K і C’₀, має власну резонансну частоту

,

що більша ніж у схемі з паралельною ВЧ корекцією (якщо значенняL_K однакові). На частоті навантаження каскаду – паралельний контур ІІІ виду, який має еквівалентний опір . Оскільки паралельно частині контуру підключений резистор , викид частотної характеристики на частоті паралельного резонансу не спостерігається. Однак викид частотної характеристики може спостерігатися на частоті послідовного резонансу

.

Для більш ефективного згладжування частотної характеристики підсилювального каскаду паралельно до коригувальної котушки індуктивності підключається шунтувальний опір R_Ш. Частотні характеристики каскаду з послідовною індуктивною корекцією наведені на рис.4.10. Застосовуючи одночасно паралельну і послідовну ВЧ корекцію (складна корекція), можна досягнути більшої смуги пропускання і рівномірності коефіцієнта підсилення в широкій смузі частот.

Корекція АЧХ у смузі ВЧ призводить до зростання швидкодії пристрою і забезпечує відповідні зміни перехідної характеристики каскаду в області малого часу, в результаті чого фронт і спадання імпульсу стають більш крутими. Максимальна швидкість зростання вихідного сигналу визначається як V=2πf_B·U_вих. Наявність підйому АЧХ у смузі ВЧ призводить до зростання викиду на ПХ і до додаткових спотворень імпульсу.