Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Amplifier and loudspeaker protection

An alternative approach drops out the DC protection relay when overload
is detected. The relay may either be opened for a few seconds delay, after
which it resets, or stay latched open until the protection circuit is reset. This
is  normally  done  by  cycling  the  mains  power  on  and  off,  to  avoid  the
expense of a reset button that would rarely be used.

If  the  equipment  is  essentially  operated  unattended,  so  that  an  overload
condition may persist for some time, the self-resetting system will subject
the  output  semiconductors  to  severe  temperature  changes,  which  may
shorten their operational lifetime.

Plotting the protection locus

The standard method of representing the conditions experienced by output
devices, of whatever technology, is to draw loadlines onto a diagram of the
component’s  SOA,  to  determine  where  they  cross  the  limits  of  the  area.
This is shown in Figure 13.1, for an amplifier with +/–40 V HT rails, which
would give 100 W into 8 ! and 200 W into 4 !, ignoring losses; the power
transistor is a Motorola MJ15024. You do not need to fix the HT voltage
before drawing most of the diagram; the position of the SOA limits is fixed
by the device characteristics. The line AB represents the maximum current
rating of 16 A, and the reciprocal curve BC the maximum power dissipation
of 250 W. The maximum Vce is 250 V, and so is far off the diagram to the
right. Line CD defines the second-breakdown region, effectively an extra

375

Figure 13.1

The Safe Operating
Area (SOA) of a
typical TO3 high-
power transistor, in
this case the Motorola
MJ15024

Audio Power Amplifier Design Handbook

area  removed  from  the  high-voltage  end  of  the  power-limited  region.
Second-breakdown is an instability phenomenon that takes a little time to
develop,  so  manufacturer’s  data  often  allows  brief  excursions  into  the
region  between  the  second-breakdown  line  and  the  power  limit.  The
nearer these excursions go towards the power limit, the briefer they must be
if the device is to survive, and trying to exploit this latitude in amplifiers is
living dangerously, because the permitted times are very short (usually tens
of microseconds) compared with the duration of audio waveforms.
The  resistive  loadline  XY  represents  an  8 ! load,  and  as  a  point  moves
along it, the co-ordinates show the instantaneous voltage across the output
device and the current through it. At point X, the current is maximal at 5.0 A
with zero voltage across the device, as Vce(sats) and the like can be ignored
without significant error. The power dissipated in the device is zero, and
what matters is that point X is well below the current-limit line AB. This
represents conditions at clipping.
At  the  other  end,  at Y,  the  loadline  has  hit  the  X-axis  and  so  the  device
current is zero, with one rail voltage (40 V) across it. This represents the
normal quiescent state of an amplifier, with zero volts at its output, and zero
device  dissipation  once  more.  So  long  as  Y  is  well  to  the  left  of  the
maximum-voltage  line  all  is  well.  Note  that  while  you  do  not  need  to
decide the HT voltage when drawing the SOA for the device, you must do
so  before  the  loadlines  are  drawn,  as  all  lines  for  purely  resistive  loads
intersect the X-axis at a voltage representing one of the HT rails.
Intermediate  points  along  XY  represent  instantaneous  output  voltages
between  0 V  and  clipping;  voltage  and  current  co-exist  and  so  there  is
significant device dissipation. If the line cuts the maximum-power rating
curve BC, the dissipation is too great and the device will fail.
Different load resistances are represented by lines of differing slope; ZY is
for a 4 ! load. The point Y must be common to both lines, for the current
is zero and the rail voltage unchanged no matter what load is connected to
a quiescent amplifier. Point Z is however at twice the current, and there is
clearly a greater chance of this low-resistance line intersecting the power
limit BC. Resistive loads cannot reach the second-breakdown region with
these rails.
Unwelcome  complications  are  presented  by  reactive  loading.  Maximum
current no longer coincides with the maximum voltage, and vice-versa. A
typical  reactive  load  turns  the  line  XY  into  an  ellipse,  which  gets  much
nearer  to  the  SOA  limit.  The  width  (actually  the  minor  axis,  to  be
mathematical)  of  the  ellipse  is  determined  by  the  amount  of  reactance
involved, and since this is another independent variable, the diagram could
soon become over-complex. The solution is to take the worst-case for all
possible  reactive  loads  of  the  form  R+jX,  and  instead  of  trying  to  draw
hundreds  of  ellipses,  to  simply  show  the  envelope  made  up  of  all  their
closest approaches to the SOA limit. This is another straight line, drawn
from  the  same  maximum  current  point  Z  to  a  point  W  at  twice  the  rail

376

Amplifier and loudspeaker protection

voltage. There is clearly a much greater chance that the ZW line will hit the
power-limit or second-breakdown lines than the 4 ! resistive line ZY, and
the power devices must have an SOA large enough to give a clear safety
margin between its boundary and the reactive envelope line for the lowest
rated load impedance. The protection locus must fit into this gap, so it must
be large enough to allow for circuit tolerances.

The final step is plot the protection locus on the diagram. This locus, which
may be a straight line, a series of lines, or an arbitrary curve, represents the
maximum possible combinations of current and voltage that the protection
circuitry  permits  to  exist  in  the  output  device.  Most  amplifiers  use  some
form of VI limiting, in which the permitted current reduces as the voltage
across  the  device  increases,  putting  a  rough  limit  on  device  power
dissipation. When this relationship between current and voltage is plotted,
it forms the protection locus.

This locus must always be above and to the right of the reactive envelope
line for the lowest rated load, or the power output will be restricted by the
protection circuitry operating prematurely. It must also always be to the left
and below the SOA limit, or it will allow forbidden combinations of voltage
and current that will cause device failure.

Simple current-limiting

The simplest form of overload protection is shown in Figure 13.2, with both
upper  and  lower  sections  shown.  For  positive  output  excursions,  R1
samples the voltage drop across emitter-resistor Re1, and when it exceeds
the Vbe of approx. 0.6 V, TR1 conducts and shunts current away from TR2
base. The component values in Figure 13.2 give a 5.5 A constant-current

377

Figure 13.2

Simple current-limit
circuit

Audio Power Amplifier Design Handbook

regime as shown in Figure 13.3, which was simulated using a model like
Figure 13.8 below. The loadlines shown represent 8 ! and 4 ! resistive,
and  4 ! worst-case  reactive  (ZW).  The  current-limit  line  is  exactly
horizontal, though it would probably show a slight slope if the simulation
was extended to include more of the real amplifier, such as real current
sources, etc.

The value of Re1 is usually determined by the requirements of efficiency or
quiescent stability, and so the threshold of current-limiting is set by R1 and
R2. This circuit can only operate at a finite speed, and so R1 must be large
enough to limit TR1 base current to a safe value. 100 ! seems sufficient in
practice. Re1 is usually the output emitter resistor, as well as current sensor,
and so does double duty.

The current drawn by TR1 in shunting away TR2 base drive is inherently
limited by I, the constant-current load of the VAS. There is no such limit
on  TR4,  which  can  draw  large  and  indeterminate  currents  through  VAS
transistor TR7. If this is a TO-92 device it will probably fail. It is therefore
essential to limit the VAS current in some way, and a common approach
is  shown  in  Figure  13.2.  There  is  now  a  secondary  layer  of  current-
limiting, with TR8 protecting TR7 in the same way that TR1 protects TR2,
3. The addition of Rs to sense the VAS current does not significantly affect
VAS  operation,  and  does  not  constitute  local  negative  feedback.  This  is
because  the  input  to  TR7  is  a  current  from  the  input  stage,  and  not  a

378

Figure 13.3

Current-limiting with
+/–40 V HT rails

Amplifier and loudspeaker protection

voltage; the development of a voltage across Rs does not affect the value
of this current, as it is effectively being supplied from a constant-current
source.

It has to be faced that this arrangement often shows signs of HF instability
when  current  limiting,  and  this  can  prove  difficult  or  impossible  to
eradicate completely. (This applies to single and double-slope VI limiting
also.) The basic cause appears to be that under limiting conditions there are
two feedback systems active, each opposing the other. The global voltage
feedback is attempting to bring the output to the demanded voltage level,
while the overload protection must be able to override this to safeguard the
output devices. HF oscillation is often a danger to BJT output devices, but
in this case it does not seem to adversely affect survivability. Extensive tests
have shown that in a conventional BJT output stage, the oscillation seems
to  reduce  rather  than  increase  the  average  current  through  the  output
devices, and it is arguable that it does more good than harm. It has to be
said,  however,  that  the  exact  oscillation  mechanism  remains  obscure
despite several investigations, and the state of our knowledge in this area is
far from complete.

The diodes D1, D2 in the collectors of TR1, TR4 prevent them conducting
in the wrong half cycle if the Re voltage drops are large enough to make the
collector voltage go negative. Under some circumstances you may be able
to omit them, but the cost saving is negligible.

The loadline for an output short-circuit on the SOA plot is a vertical line,
starting  upwards  from  Y,  the  HT  rail  voltage  on  the  X-axis,  and
representing  that  current  increases  indefinitely  without  any  reduction  of
the  voltage  drop  across  the  output  devices.  An  example  is  shown  in
Figure  13.3  for  +/–40 V  rails.  When  the  short-circuit  line  is  prolonged
upwards it hits the 5.5 A limiting locus at 40 V and 5.5 A; at 220 W this
is  just  inside  the  power-limit  section  of  the  SOA.  The  devices  are
therefore  safe  against  short-circuits;  however  the  4 ! resistive  loadline
also  intersects  the  5.5 A  line,  at  Vce  =  18 V  and  Ic  =  5.5 A,  limiting  the
4 ! output capability to 12 V peak. This gives 18 W rather than 200 W in
the  load,  despite  the  fact  that  full  4 ! output  would  in  fact  be  perfectly
safe.  The  full  8 ! output  of  100 W  is  possible  as  the  whole  of  XY  lies
below  5.5 A.

With 4 ! reactive loads the situation is worse. The line ZW cuts the 5.5 A
line at 38 V, leaving only 2 V for output, and limiting the power to a feeble
0.5 W.

The  other  drawback  of  constant  current  protection  is  that  if  the  HT  rails
were increased only slightly, to +/–46 V, the intersection of a vertical line
from Y the X-axis centre would hit the power-limit line, and the amplifier
would  no  longer  be  short-circuit  proof  unless  the  current  limit  was
reduced.

379