Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Thermal compensation and thermal dynamics

against time. In both cases below the amplifier was turned on with the input
signal  already  present,  so  that  dissipation  conditions  stabilised  within  a
second or so.

Results

The first test amplifier examined has a standard EF output stage. The drivers
have  their  own  small  heatsinks  and  have  no  thermal  coupling  with  the
main output device heatsink. The most important feature is that the bias
sensor transistor is not mounted on the main heatsink, as is usual, but on
the back of one of the output devices, as I recommended above. This puts
the  bias  sensor  much  closer  thermally  to  the  output  device  junction.  A
significant feature of this test amplifier is its relatively high supply rails. This
means that even under no load, there is a drift in the bias conditions due to
the  drivers  heating  up  to  their  working  temperature.  This  drift  can  be
reduced by increasing the size of the driver heatsinks, but not eliminated.
Figure 12.34 shows the THD plot taken over 10 minutes, starting from cold
and  initiating  some  serious  power  dissipation  at t  =  0.  The  crossover
distortion drops at once; Figure 12.1 shows that driver dissipation is not
much affected by output level, so this must be due to the output device
junctions heating up and increasing Vq. There is then a slower reduction
until the THS reading stabilises at about 3 minutes.

The second amplifier structure examined is more complex. It is a triple-EF
design with drivers and output devices mounted on a large heatsink with
considerable thermal inertia. The pre-drivers are TO220 devices mounted
separately without heatsinks. It may seem perverse to mount the drivers on

365

Figure 12.34

Peak THD vs time
over 10 minutes

Audio Power Amplifier Design Handbook

the same heatsink as the outputs, because some of the time they are being
heated up rather than cooled down, which is exactly the opposite of what
is  required  to  minimise  Vbe  changes.  However,  they  need  a  heatsink  of
some sort, and given the mechanical complications of providing a separate
thermally isolated heatsink just for the drivers, they usually end up on the
main heatsink. All that can be done (as in this case) is to put them in the
heatsink position that stays coolest in operation. Once more the bias sensor
transistor is not mounted on the main heatsink, but on the back of one of
the output devices. See Figure 12.35 for the electrical circuit and thermal
coupling paths.

The results are quite different. Figure 12.36 shows at A the THD plot taken
over 10 minutes, again starting from cold and initiating dissipation at t = 0.
Initially THD falls rapidly, as before, as the output device junctions heat. It
then commences a slow rise over 2 minutes, indicative of falling bias, and
this represents the timelag in heating the sensor transistor. After this there is
a  much  slower  drift  downwards,  at  about  the  same  rate  as  the  main
heatsink  is  warming  up.  There  are  clearly  at  least  three  mechanisms
operating with very different time-constants. The final time-constant is very
long,  and  the  immediate  suspicion  is  that  it  must  be  related  to  the  slow
warming of the main heatsink. Nothing else appears to be changing over
this sort of timescale. In fact this long-term increase in bias is caused by
cooling of the bias sensor compared with the output device it is mounted
on. This effect was theoretically predicted above, and it is pleasing to see
that  it  really  exists,  although  it  does  nothing  but  further  complicate  the
quest for optimal Class-B operation. As the main heatsink gets hotter, the
heat losses from the sensor become more significant, and its temperature is
lower than it should be. Therefore the bias voltage generated is too high,
and this effect grows over time as the heatsink warms up.

366

Figure 12.35

Circuit and thermal
paths of the triple-EF
output stage

Thermal compensation and thermal dynamics

Knowledge of how the long-term drift occurs leads at once to a strategy for
reducing it. Adding thermal insulation to cover the sensor transistor, in the
form  of  a  simple  pad  of  plastic  foam,  gives  plot  B,  with  the  long-term
variation  reduced.  Plot  C  reduces  it  still  further  by  more  elaborate
insulation;  a  rectangular  block  of  foam  with  a  cutout  for  the  sensor
transistor. This is about as far as it is possible to go with sensor insulation;
the long-term variation is reduced to about 40% of what it was. While this
technique certainly appears to improve bias control, bear in mind that it is
being tested with a steady sinewave. Music is noted for not being at the
same  level all  the time,  and  its variations are much faster than the slow
effect we are examining. It is very doubtful if elaborate efforts to reduce
sensor  cooling  are  worthwhile.  I  must  admit  this  is  the  first  time  I  have
applied thermal lagging to an amplifier output stage.

Early effect in output stages

There  is  another  factor  that  affects  the  accuracy  with  which  quiescent
conditions can be maintained. If you take a typical power amplifier and
power it from a variable-voltage transformer, you are very likely to find that
Vq varies with the mains voltage applied. This at first seems to indicate that
the apparently straightforward business of compensating the bias generator
for changes in standing current has fallen somewhat short of success (see
page 178). However, even if this appears to be correct, and the constant-
current  source  feeding  the  bias  generator  and  VAS  is  made  absolutely
stable, the quiescent conditions are still likely to vary. At first this seems
utterly mysterious, but the true reason is that the transistors in the output

367

Figure 12.36

Peak THD vs time
over 10 seconds

Audio Power Amplifier Design Handbook

stage are reacting directly to the change in their collector–emitter voltage
(Vce). As Vce increases, so does the Vq and the quiescent current. This is
called  Early  Effect.  It  is  a  narrowing  of  the  base-collector  region  as  Vce
increases, which will cause an increase in the collector current Ic even if
Vbe and Ib are held constant. In a practical EF output stage the result is a
significant  variation  in  quiescent  conditions  when  the  supply  voltage  is
varied over a range such as ±10%.

Table  12.7  shows  the  effect  as  demonstrated  by  SPICE  simulation,  using
MJE340/50 for drivers and MJ15022/23 as output devices, with fixed bias
voltage  of  2.550 V,  which  gave  optimal  crossover  in  this  case.  It  is
immediately obvious that (as usual) things are more complicated than they
at first appear. The Vq increases with rail voltage, which matches reality.
However, the way in which this occurs is rather unexpected. The Vbe’s of
the drivers Q1 and Q2 reduce with increasing Vce as expected. However,
the output devices Q3 and Q4 show a Vbe that increases – but by a lesser
amount,  so  that  after  subtracting  all  the  Vbe  drops  from  the  fixed  bias
voltage the aggregate effect is that Vq, and hence quiescent current Iq, both
increase. Note that the various voltages have been summed as a check that
they really do add up to 2.550 V in each case.

Table 12.8 has the results of real Vbe measurements. These are not easy to
do,  because  any  increase  in  Iq  increases  the  heating  in  the  various
transistors, which will cause their Vbe’s to drift. This happens to such an
extent  that  sensible  measurements  are  impossible.  The  measurement
technique was therefore slightly altered. The amplifier was powered up on
the minimum rail voltage, with its Vq set to 1.0 mV only. This is far too low
for good linearity, but minimises heating while at the same time ensuring
that the output devices are actually conducting. The various voltages were
measured,  the  rail  voltage  increased  by  5 V,  and  then  the  bias  control
turned  down  as  quickly  as  possible  to  get  Vq  back  to  1.0 mV,  and  the
process is repeated. The results are inevitably less tidy as the real Vbe’s are
prone to wander around by a millivolt or so, but it is clear that in reality, as
in SPICE, most of the Early Effect is in the drivers, and there is a general

368

Table 12.7
SPICE Vbe
changes with
supply rail voltage
(MJE340/50 and
MJ15022/3). All
devices held at
25°C

±rail
V

Vq

mV

Q1 Vbe

mV

Q3 Vbe

mV

Q2 Vbe

mV

Q4 Vbe

mV

Sum

V

10

7.8

609

633

654

646

2.550

20

13

602

640

647

648

2.550

30

18

597

643

641

649

2.550

40

23

593

647

637

650

2.550

50

28

589

649

634

650

2.550

Thermal compensation and thermal dynamics

reduction in aggregate Vbe as rail voltage increases. The sum of Vbe’s is no
longer constant as Vq has been constrained to be constant instead.

It may seem at this point as if the whole business of quiescent control is just
too hopelessly complicated. Not so. The cure for the Early Effect problem
is to overcompensate for standing current changes, by making the value of
resistor  R3  above  larger  than  usual.  The  best  and  probably  the  only
practical way to find the right value is the empirical method. Wind the HT
up and down on the prototype design and adjust the value of R3 until the
Vq  change  is  at  a  minimum.  (Unfortunately  this  interacts  with  the  bias
setting, so there is a bit of twiddling to do – however, for a given design you
only  need  to  find  the  optimal  value  for  R3  once.)  This  assumes  that  the
supply-rail rejection of the VAS current source is predictable and stable;
with the circuits normally used this seems to be the case, but some further
study in this area is required.

References

1. Sato  et  al  Amplifier  Transient  Crossover  Distortion  Resulting  from

Temperature  Change  of  Output  Power  Transistors AES  Preprint.  AES
Preprint 1896 for 72nd Convention, Oct. 1982.

2. Brown, I Opto-Bias Basis for Better Power Amps Electronics World, Feb.

1992, p. 107.

3. Carslaw  and  Jaeger  Conduction  of  Heat  in  Solids Oxford  Univ.  Press

1959, ISBN 0-19-853368-3.

4. Murphy, D Axisymmetric Model of a Moving-Coil Loudspeaker Journ.

AES, Sept. 1993, p. 679.

5. Motorola, Toulouse Private communication.
6. Evans,  J  Audio  Amplifier  Bias  Current  Letters Electronics  &  Wireless

World, Jan. 1991, p. 53.

7. Chen, C-T Analog & Digital Control System Design Saunders-HBJ 1993,

p. 346.

8. Harriot, P Process Control McGraw-Hill 1964, pp. 100–102.
9. Liptak, B, ed. Instrument Engineer’s Handbook-Process Control Butter-

worth-Heinemann 1995, p. 66.

369

Table 12.8
Real Vbe changes
with supply rail
voltage (2SC4382,
2SA1668 drivers
and 2SC2922,
2SA1216 output)

±rail
V

Vq

mV

Q1 Vbe

mV

Q3 Vbe

mV

Q2 Vbe

mV

Q4 Vbe

mV

Sum

V

40

1.0

554

568

541

537

2.201

45

1.0

544

556

533

542

2.176

50

1.0

534

563

538

536

2.172

55

1.0

533

549

538

540

2.161

60

1.0

527

552

536

535

2.151

65

1.0

525

540

536

539

2.141

70

1.0

517

539

537

539

2.133