Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 13.13 shows the effect at 200 W rms/2 ! (i.e. with 10 A rms through
the load) before and after the relay. Trace A is the amplifier alone. This is a
Blameless  amplifier  and  so  THD  is  undetectable  below  3 kHz,  being
submerged in the noise floor which sets a measurement limit of 0.007%.

Trace B adds in the extra distortion from the relay. It seems to be frequency-
dependent, but rises more slowly than the usual slope of 6 dB/octave. Trace
C shows the effect of closing the relay in the NFB loop using the circuit and
component values of Figure 13.12; the THD drops to about a tenth, which
is what simple NFB theory would predict. Note that from 10 kHz to 35 kHz
the distortion is now lower than before the relay was added; this is due to
cancellation of amplifier and relay distortion.

Figure 13.14 was obtained by sawing a 3 mm by 15 mm piece from a relay
frame and wiring it in series with the amplifier output, by means of copper
wires soldered at each end. As before the level was 200 W rms/2 !, i.e. 10 A
rms. Trace A is the raw extra distortion; this is lower than shown in Figure
13.13  because  the  same  current  is  passing  through  less  of  the  frame
material. Trace B is the result of enclosing the frame fragment in the NFB
loop exactly as before. This removes all suspicion of interaction with coil
or  contacts  and  proves  it  is  the  actual  frame  material  itself  that  is  non-
linear.

Wrapping feedback around the relay helps but, as usual, is not a complete
cure.  Soldering  on  extra  wires  to  the  frame  to  bypass  as  much  frame
material as possible is also useful, but it is awkward and there is the danger
of interfering with proper relay operation. No doubt any warranties would

390

Figure 13.13

A is amplifier
distortion alone, B
total distortion with
power relay in
circuit. C shows that
enclosing the relay in
the feedback loop is
not a complete cure

Amplifier and loudspeaker protection

be invalidated. Clearly it is best to avoid this sort of relay construction if you
possibly can, but if high-current switching is required, more than an audio-
intended relay can handle, the problem may have to be faced.

Output crowbar DC protection

Since relays are expensive and require control circuitry, and fuse protection
is very doubtful, there has for at least two decades been interest in simpler
and wholly solid-state solutions to the DC-protection problem. The circuit
of  Figure  13.15  places  a  triac  across  the  output,  the  output  signal  being
low-pass filtered by R and C. If sufficient DC voltage develops on C to fire
the diac, it triggers the triac, shorting the amplifier output to ground.

While this approach has the merit of simplicity, in my (wholly unhappy)
experience,  it  has  proved  unsatisfactory.  The  triac  needs  to  be  very  big
indeed if it is to work more than once, because it must pass enough current
to blow the HT rail fuses. If these fuses were omitted the triac would have
to dump the entire contents of a power-supply reservoir capacitor to ground
through  a  low  total  resistance,  and  the  demands  on  it  become  quite
unreasonable.

An  output  crowbar  is  also  likely  to  destroy  the  output  devices;  the
assumption behind this kamikaze crowbar system is that the DC offset is due
to blown output devices, and a short across the output can do no more harm.
This is quite wrong, because any fault in the small-signal part of the amplifier
will also cause the output to saturate positive or negative, with the output
devices in perfect working order. The operation of the crowbar under these

391

Figure 13.14

Trace A here is total
distortion with a
sample of the power
relay frame material
wired in circuit. B is
the same, enclosed
in the feedback loop
as before

Audio Power Amplifier Design Handbook

circumstances may destroy the output devices, for the overload protection
may not be adequate to cope with such a very direct short-circuit.

Protection by power-supply shutdown

If your amplifier is powered by a switch-mode supply, it may well have a
logic  input  that  gives  the  option  of  near-instant  shutdown.  This  can  be
connected to a DC-detect low-pass filter, and the occurrence of a DC error
then gives an apparently foolproof shutdown of everything.

There are (as usual) snags to this. Firstly, the high relative cost of switch-
mode  supplies  means  that  one  will  be  shared  between  two  or  more
amplifier channels, and so both channels are lost if one fails. Secondly, and
more worryingly, this provides very dubious protection against a fault in the
supply itself. If such a fault causes one of the HT rails to collapse, then it
may well also disable the shutdown facility, and all protection is lost.

Conventional transformer power supplies can also be shut down quickly by
firing  crowbar  SCRs  across  the  supply-rails;  this  overcomes  one  of  the
objections to output crowbars, as collateral damage to other parts of the
circuit is unlikely, assuming of course you are correctly trying to blow the
DC rail fuses, and not the transformer secondary fuses. The latter option
would  severely  endanger  the  bridge  rectifier,  and  the  crowbar  circuitry
would  have  to  handle  enormous  amounts  of  energy  as  it  emptied  the
reservoir capacitors. Even blowing the DC fuses will require SCRs with a
massive peak-current capability.

Thermal protection

This section deals only with protecting the output semiconductors against
excessive  junction  temperature;  the  thermal  safeguarding  of  the  mains
transformer is dealt with in Chapter 8.

Output devices that are fully protected against excess current, voltage and
power  are  by  no  means  fully  safeguarded.  Most  electronic  overload
protection systems allow the devices to dissipate much more power than in

392

Figure 13.15

Output crowbar DC
protection

Amplifier and loudspeaker protection

normal operation; this can and should be well inside the rated capabilities
of  the  component  itself,  but  this  gives  no  assurance  that  the  increased
dissipation  will  not  cause  the  heatsink  to  eventually  reach  such  tem-
peratures  that  the  crucial  junction  temperatures  are  exceeded  and  the
device fails. If no temperature protection is provided this can occur after
only a few minutes drive into a short. Heatsink over-temperature may also
occur if ventilation slots, etc. are blocked, or heatsink fins covered up.

The solution is a system that senses the heatsink temperature and intervenes
when it reaches a preset maximum. This intervention may be in the form of:

1 Causing  an  existing  muting/DC-protection  relay  to  drop  out,  breaking

the output path to the load. If such a relay is fitted, then it makes sense to
use it.

2 Muting  or  attenuating  the  input  signal  so  the  amplifier  is  no  longer

dissipating significant power.

3 Removing  the  power-supply  to  the  amplifier  sections.  This  normally

implies using a bimetallic thermal switch to break the mains supply to the
transformer primary, as anywhere downstream of here requires two lines
to be broken simultaneously, e.g. the positive and negative HT rails.

Each of these actions may be either self-resetting or latching, requiring the
user to initiate a reset. The possibility that a self-resetting system will cycle on
and off for long periods, subjecting the output semiconductors to severe
temperature  changes,  must  be  borne  in  mind.  Such  thermal  cycling  can
severely shorten the life of semiconductors.

The two essential parts of a thermal protection system are the temperature
sensing  element  and  whatever  arrangement  performs  the  intervention.
While  temperature  can  be  approximately  sensed  in  many  ways,  e.g.  by
thermistors, silicon diodes, transistor junctions, etc. these all require some
sort of setup or calibration procedure, due to manufacturing tolerances. This
is impractical in production, for it requires the heatsink (which normally has
substantial  thermal  inertia)  to  be  brought  up  to  the  critical  temperature
before the circuit is adjusted. This not only takes considerable time, but also
requires  the  output  devices  to  reach  a  temperature  at  which  they  are
somewhat endangered.

A much better method is the use of integrated temperature sensors that do not
require  any  calibration.  A  good  example  is  the  National  Semiconductor
LM35DZ,  a  three-terminal  TO92  device  which  outputs  10 mV  for  each
degree  Centigrade  above  Zero.  Without  any  calibration  procedure,  the
output voltage may be compared against a fixed reference, usually by an op-
amp used as a comparator, and the resulting output used to pull out the
muting  relay.  This  approach  gives  the  most  trouble-free  temperature
protection in my experience. IC temperature sensors are more expensive
than  thermistors,  etc.  but  this  is  counterbalanced  by  their  accurate  and
trouble-free operation.

393

Audio Power Amplifier Design Handbook

Another  pre-calibrated  temperature  sensor  is  the  thermal  switch,  which
usually operates on the principle of a bistable bimetallic element. These
should not be confused with thermal fuses which are once-only components
that open the circuit by melting an internal fusible alloy; the trouble with
these  is  that  they  are  relatively  uncommon,  and  the  chance  of  a  blown
thermal fuse being replaced with the correct component in the field is not
high.

The physical positioning of the temperature sensor requires some thought. In
an ideal world we would judge the danger to the output devices by assessing
the actual junction temperature; since this is impractical the sensor must get
as close as it can. It is shown elsewhere that the top of a TO3 transistor can
gets hotter than the flange, and as for quiescent biasing sensors, the top is the
best  place  for  the  protection  sensor.  This  does  however  present  some
mechanical  problems  in  mounting.  This  approach  may  not  be  equally
effective with plastic flat-pack devices such as TO3P, for the outer surface is
an  insulator;  however  it  still  gets  hotter  than  the  immediately  adjacent
heatsink.

Alternatively, the protection sensor can be mounted on the main heatsink,
which  is  mechanically  much  simpler  but  imposes  a  considerable  delay
between the onset of device heating and the sensor reacting. For this reason a
heatsink-mounted  sensor  will  normally  need  to  be  set  to  a  lower  trip
temperature, usually in the region of 80°C, than if it is device-mounted. The
more  closely  the  sensor  is  mounted  to  the  devices,  the  better  they  are
protected. If two amplifiers share the same heatsink, the sensor should be
placed between them; if it was placed at one end the remote amplifier would
suffer  a  long  delay  between  the  onset  of  excess  heating  and  the  sensor
acting.

One well-known make of PA amplifiers implements temperature protection
by mounting a thermal switch in the live mains line on top of one of the TO3
cans  in  the  output  stage.  This  gains  the  advantage  of  fast  response  to
dangerous  temperatures,  but  there  is  the  obvious  objection  that  lethal
voltages are brought right into the centre of the amplifier circuitry, where
they are not normally expected, and this represents a real hazard to service
personnel.

Powering auxiliary circuitry

Whenever  it  is  necessary  to  power  auxiliary  circuitry,  such  as  the  relay
control system described above, there is an obvious incentive to use the
main HT rails. A separate PSU requires a bridge rectifier, reservoir capacitor,
fusing and an extra transformer winding, all of which will cost a significant
amount of money.

The main disadvantage is that the HT rails are at an inconveniently high
voltage  for  powering  control  circuitry.  For  low-current  sections  of  this

394