Файл: Лабораторная работа 6 двухтактный бестрансформаторный.docx

Скачать файл
Заказать решение

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 12.12.2023

Просмотров: 167

Скачиваний: 1

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

СОДЕРЖАНИЕ

1 Цель работы

2 Задание

3 Описание принципиальной схемы исследуемого усилителя

Методические указания по выполнению работы

5 Содержание отчета

Однотактные выходные каскады Различают резисторные, трансформаторные и дроссельные выходные каскады. Резисторные каскады предназначены для усиления высоких уровней напряжения и ши-роко применяются в операционных усилителях, УПТ, балансных и дифференциальных каскадах, широкополосных и импульсных усилителях [2,3].Применение согласующего трансформатора в выходных каскадах позволяет обеспечи- вать оптимальное, с точки зрения согласования с нагрузкой, сопротивление в выходной цепи АЭ. Трансформаторные выходные каскады получили широкое применение в усили- телях многоканальной связи, когда входной и выходной трансформаторы выполняют функцию не только согласующих цепей, но и являются компонентом цепи общей частот- но-зависимой отрицательной ОС.Дроссельный каскад, обладая свойствами во многом схожими с трансформаторным каскадом, при этом не позволяет обеспечивать оптимальное сопротивление нагрузки и по- этому находит ограниченное применение.ТрансформаторныйкаскадВ однотактном выходном каскаде усиление осуществляется одним транзистором (рис.6.39,а), работающем в режиме Аа) б)Рис.6.39Выходной трансформатор Т преобразует сопротивление внешней нагрузки Rн (например, волновое сопротивление коаксиальной линии) в сопротивление коллекторной нагрузки Rн к :Rн к = r 1 + (r 2+ Rн)/n2т , (6.1)где r 1 и r 2 — активные сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора (сопротивление потерь, которым обычно пренебрегают, т.к. Rн >> r 1 + r 2); nт = ω 1/ω 2 – коэффициент трансформации, где ω 1 и ω 2 – число витков первичной и вторичной обмо- ток трансформатора.Выходной трансформатор одновременно позволяет исключить взаимное влияние на- грузки на режим работы АЭ и, наоборот. Нагрузочная прямая ВС (рис.6.41,б), наклон ко- торой величиной сопротивления Rн к, проходит через точку А, положение которой опреде- ляется режимом в ИРТ (Uкэ0, I к0), задаваемой на нагрузочной прямой по постоянному то- ку. Если сопротивление первичной обмотки трансформатора r 1 = 0, то нагрузочная прямая по постоянному току проходит вертикально через точку А и Uкэ0 = Е. Временные диа- граммы (рис.6.41,б) отражают характер мгновенных значений коллекторного тока и на- пряжения максимально возможной амплитуды при усилении гармонического сигнала. Точки В и С определяют границы используемой нагрузочной прямой при работе транзи- стора в режиме А. Точка В соответствует границе перехода в режим насыщения, а точка С– в режим отсечки. Напряжение в точке В и ток в точке С являются минимальными и на- зываются остаточными (u ост, i ост).Эффективность работы транзистора определяется коэффициентамииспользованиятока и напряжения транзистора i Iкm / Iк0, u Uкm /Uк0, (6.2) где Uкэm, I кm – амплитуда напряжения и тока на коллекторе транзистора (рис.6.41,б) Коэффициентыi и u выбирают исходя из требований получения максимально воз- можной выходной мощности при заданном уровне нелинейных искажений, что ограни- чивает их значения в реальных условиях до величины 0,8 …0,9.Мощность, отдаваемая в эквивалентную нагрузку транзистора в коллекторной цепи, Rн кР = 0,5 Uкэm I кm (6.3)Мощность, потребляемая от источника питанияР0 = 0,5 Uкэ0 I к0 (6.4)При этом КПД каскада будетη = Р/ Р0 = Uкэm I кm/2Е I к0 = 0,5 i u0 , (6.5)где Е – напряжение источника питания, а 0 = U кэ0 /Е – коэффициент использования на- пряжения источника питания.Поскольку 0 <1, u<1, i< 1, а I кm < I к0 , Uкэm < U кэ0< , то КПД каскада всегдаменьше 50%, хотя и выше чем для резисторного каскада. Обычно коэффициенты исполь- зования не стремятся получать наибольшими (равными единице) поскольку вблизи точек В и С работа транзистора сопровождается большими нелинейными искажениями.С учетом КПД трансформатора η т , мощность отдаваемая в реальную нагрузку RнР н = Р·ηт (6.6)Транзистор выбирают по значению мощности, рассеиваемой на коллекторе Р к.макс по ус- ловиюР к.макс  (2,5…3,5) Р (6.7)Поскольку мощность на нагрузке пропорциональна квадрату амплитуды напряжения, то в режиме А (при неизменном среднем токе питания) уменьшение амплитуды напряже- ния на нагрузке приводит к быстрому уменьшению КПД. Кроме того, как показывает (6.5) мощность, выделяемая на коллекторе транзистора Р кР к = Р0 — Р (6.8)будет сильно изменяться при колебаниях уровня входного сигнала.К другим недостаткам трансформаторных каскадов следует отнести большие размеры, массу, стоимость, сравнительно узкую полосу пропускания и невозможность реализации усилителя по интегральной технологии. 1   2   3   4   5   6   7   8

Двухтактные выходные каскады Двухтактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента (иногда две группы параллельно соединенных АЭ), работающих на общую нагрузку, а фазы выходных токов которых, противоположны. Отдельно взятый АЭ, с цепями связи и питания, обра- зует плечо двухтактного каскада.В зависимости от способа управления АЭ двухтактные каскады подразделяются на кас- кады: с параллельным управлением однофазным входным напряжением (при использовании в качестве АЭ БТ применяют транзисторы с разным типом проводимости, работающие в режиме В или АВ) с параллельным управлением двухфазным напряжением (применяют однотипные БТ, ра- ботающие в режиме А или АВ) с последовательнымуправлениемоднофазнымнапряжением (применяют однотипные БТ, работающие в режиме А, когда сигнал с выхода первого из них, подается на вход вто- рого). Благодаря отличию фаз выходных токов на π происходит частичная компенсация нели- нейных искажений, вносимых плечами. Использование режима А в выходных каскадах обеспечивает очень малые нелинейные искажения, меньшие чем в однотактной схеме. Транзисторные схемы двухтактных оконечных каскадов, использующих выходной трансформатор, могут выполняться с резисторно-емкостной или с трансформаторной свя- зью с предоконечным каскадом (рис.6.40)Рис.6.40Резисторы R1 и R2 – делитель напряжения питания, обеспечивающий смещение на оба транзистора VT1 и VT2и задающий ток коллектора каждого транзистора I к0 в исходной рабочей точке. Резистор R3 — сопротивление эмиттерной температурной стабилизации. Для выравнивания коллекторных токов плеч вместе с резистором R3 могут быть дополни- тельно включены резисторы в эмиттерные цепи каждого транзистора. При работе усили- тельных элементов в режиме В резисторы в цепях эмиттеров отсутствуют. Входные на- пряжения u вх1 и u вх2 равны по величине и противоположны по фазе. Трансформатор Т1 обеспечивает получение противофазного напряжения, необходимого для возбуждения оконечного каскада, т.е. является фазоинверсным звеном. При открывании одного транзи- стора другой закрывается, т.е. транзисторы работают поочередно, создавая токи коллекто- ров iк2 и iк3 . Эти токи протекая через первичную обмотку трансформатора Т2 индуциру- ют во вторичной обмотке токи, протекающие через нагрузку во встречных направлениях. Нагрузка Rн подключена к транзисторам через выходной трансформатор со средней точ- кой в первичной обмотке.Для трансформатора Т со средней точкой мгновенные напряжения на входе каждой из плеч при косинусоидальном входном сигнале можно представитьu вх1 = U mвхcos ωt; (6.9)u вх2 = U mвхcos (ωt+π) = — U mвхcos ωt. (6.10)Ток iк2 в коллекторной цепи транзистора VT2 под действием напряжения u вх1 вне зави- симости от режима работы транзистора (А, В, АВ) можно представить разложением в ряд Фурьеiк2  Iср  Im1 cost Im2 cos 2t Im3 cos3t ..... , (6.11)где I ср — среднее значение коллекторного тока, I m1, I m2, I m3, …- амплитуды соответ- ствующих гармоник коллекторного тока (полагая начальные фазы равными нулю). Кол- лекторный токi3 транзистора VT3 с учетом входного воздействия (6.10) представляем разложением в ряд Фурье заменой аргументов ωt на ωt+πiк3  Iср  Im1 cost Im2 cos 2t Im3 cos3t .....(6.12) Поскольку токи iк2 и i3в первичной обмотке трансформатора Т2 протекают встречно, создавая встречный магнитный поток, пропорциональный разности iк2 — i3 , то ток в на- грузке,iн = d ( iк2 — i3 ) (6.13)обусловленный этим потоком,iн d(2Im1 cost 2Im3 cos3t .....) , (6.14)где d – коэффициент пропорциональности содержит только удвоенные нечетные гармони- ки.Из выражений (6.13) и (6.11), (6.12) следует, что четные гармоники компенсируются, не создавая магнитный поток, а, следовательно, напряжение на нагрузке отсутствует.Анализируя соотношение (6.14) можно заметить, что двухтактный каскад обладает ря- дом положительных свойств. компенсация четных гармоник, т.к. они, входя в состав токов плеч каскада, изменя- ются синфазно, взаимно уничтожаясь в нагрузке. отсутствие постоянного тока подмагничивания магнитной цепи выходного транс- форматора, поскольку при отсутствии сигнала через первичную обмотку протекают рав- ные токи iк2 и i3 , создающие равные и противоположные магнитные поля, компенсирую- щие друг друга. Это позволяет уменьшить габариты и стоимость выходного трансформа- тора. относительно небольшая чувствительность к пульсациям питающего напряжения. Это объясняется тем, что токи покоя обоих плеч изменяются одинаково и поэтому их раз- ность оказывается равной нулю. В связи с этим, допускаются пульсации напряжения ис- точников питания для двухтактных схем в 3-5 раз выше, чем для однотактных. отсутствие тока частоты усиливаемого сигнала в цепи источника питания; поскольку суммарный ток, проходящий через источник питания, не содержит составляющей частоты входного воздействия. Это снижает требования к фильтрам на выходе источников пита- ния, упростить развязывающие межкаскадные фильтры.ДвухтактныекаскадыврежимеВДвухтактные каскады в режиме А создают очень малые нелинейные искажения, но при этом обладают относительно низкими энергетическими показателями. Работа АЭ в двух- тактных выходных каскадах в режиме В позволяют получать высокий КПД и малую мощ- ность потерь в транзисторах. Переход АЭ в режим В достигается исключением цепи сме- щения (R3, рис.6.40). Ток покоя в этом режиме равен нулю (практически очень мал), что реализует очень экономичный режим работы выходных АЭ. Транзисторы работают стро- го поочередно,пропуская полуволну в свой полупериод (рис.6.41,а). а) б)Рис.6.41Во второй полупериод он заперт и ток питания не потребляет. В этот полупериод работа- ет другой транзистор. Нагрузочная прямая транзистора одного плеча выходит из исходной РТ А, в которой iк = 0, U к = E. Ее наклон определяется сопротивлением нагрузки по пе- ременному току Rн к. Для схемы (рис.6.40) его величина определяется значением сопро- тивления нагрузки, пересчитанной к первичной полуобмотке трансформатора Т2 (R3= 0):Rн к1 = Rн n2 т1 η т, (6.15)где nт1 = ω 2/0,5ω 1 – коэффициент трансформации одного плеча выходного трансформа- тора, η т – КПД трансформатора. Максимальная мощность, отдаваемая транзисторами Р

Приближенное изображение функциональной зависимости




Рис.6.14

во временной области осуществляется последовательным вводом команд в окне схем Analysis → Transient … → (рис.6.2.58) → (рис.6.2.51) (рис.6.1).
Значения пределов анализа и исходные условия, кривые, выводимых на экран монитора, описаны в подменю (рис.6.2.58) (рис. 6.14)

Кнопки на верхней строке означают:

(рис.6.2.11) -добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.6.2.12) — удаление строки, выводимых на экран монитора результатов,

номер которой

определяется положением курсора перед нажатием кнопки,

(рис.6.2.59) — ввод дополнительной информации в окно, определяемое поло-

жением

курсора,



понентов

(рис.6.2.60) — подменю, реализующее пошаговоеизменениепараметров ком-

принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю

(рис.6.2.61) — подменю “свойства” описывающее возможности, предостав- ляемые МС9 при

анализе во временной области (изменение
перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик любой из выводимых зависимостей и др.)

(рис.6.2.16) — файл помощи.

Окно



формате:
(рис.6.2.62) определяет пределывременногоанализа; задается в

верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 1 мсек, с нижней границей t =0),

- (рис.6.2.63) максимальныйшагразбиениязаданного интер-

вала анализа.

Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале,

(рис.6.2.64) — числоточеквыводимыхна печать (вместо изобра-

жения кривой

на экране монитора) при активизации пиктограммы (рис.6.2.49) в соответствующей строке,

(рис.6.2.65) — указывается температура, при которой прово- дится анализ,

или список температур, или закон ее изменения,

(рис.6.2.66) — указывает числоповторенийвывода на экран мо-

нитора

результатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне (вариантырасчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление)

(рис.6.2.67) — выбор с помощью линейки прокрутки способа представления результатов анализа (рис.6.2.68) Normal – обычный,ко-

гда результаты

расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение,результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление,когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании,

(рис.6.2.69) — начальныезначенияпеременных, используе-

мых при моделировании,




ных значений переменных

считанные по
(рис.6.2.70) выбор строки предполагает использование в качестве началь-

(рис.6.2.71) — нулевые(наиболее часто используемый вариант), (рис.6.2.72) — считыватьранее записанные значения, (рис.6.2.73) — однократно использовать текущиезначения,

(рис.6.2.74) — расчет проводится количество раз, указанное в строке

(рис.6.2.75). В качестве начальных значений используются, рас-

постоянному току, перед первым анализом во временной области.

(рис.6.2.76) — расчет режимов АЭ в рабочейточкепопостоянномутоку, (рис.6.2.77) — проводится толькорасчетпопостоянномутоку (если

помечается),



ставляемых на
(рис.6.2.78) — автоматическийвыборпределовдля результатов, пред-

экране монитора (если помечена строка),

(рис.6.2.79) — накапливаетрезультатымоделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка).

Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страни- цах (рис.6.2.80), если есть указание в этой колонке.

(рис.6.2.81)- указывает номеррисунков, которые могут быть помещены в одну систему координатпри совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей.

(рис.6.2.82)- выражениеили обозначение переменной по оси абсцисс, (рис.6.2.83)- выражениеили обозначение выводимой переменной

по оси

ординат,

оси абсцисс, динат.

(рис.6.2.84)- пределы изменения аргумента на экране монитора по
(рис.6.2.85)- пределы изменения функции на экране монитора по оси ор-

Крайние слева пиктограммы (рис.6.2.86)в каждой строке результатов позволя- ют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, напри- мер, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат.

Нажатие на пиктограмму (рис.6.2.87) предоставляют возможность выборацвета

кривой, выводимой на экран.

Как видно из рис.6.14, на экран должна выводиться форма напряжения в узлах V(1) и V(5), на выходе генератора GIN и на нагрузке, а также спектр выходного сигнала (Harm (V5)). Рассчитанные зависимости представлены на рис.6.17



Рис.6.15

Как видно из рис.6.15 спектр напряжения на нагрузке содержит достаточно выраженные нечетные гармоники входного сигнала. Определите значение коэффициента гармоник к г для значений компонентов схемы (рис.6.14). Вычислите среднее значение амплитуды на- пряжения на нагрузке Um ср = (Um1 + Um2 )/2, где Um1 – наибольшее значение на периоде колебания выходного напряжения, а Um2 – наименьшее. Для этого используйте пикто- граммы (рис.6.2.88) (Peak) и (рис.6.2.89) (Valley) окна результатов. Результаты вычислений занесите в
таблицу 3.

Таблица 3

Параметр Резистор
Um ср,

В
к г,

%
I mк3 ,

мА
I к1 max ,

мА
I к2 max ,

мА

R9, Ом















R9 опт, Ом















R9 опт, А опт
















Выбороптимальногосопротивленияобратнойсвязи
Определите оптимальное значение сопротивления обратной связи R9опт, при котором отсутствует отсечка выходного напряжения сверху или снизу, при заданной амплитуде входного напряжения. Отсечка происходит вследствие перехода одного из транзисторов Q1 или Q2 в режим насыщения. Для этого используйте схему на рис.6.16.



Рис.6.16

Определение оптимального значения R9опт основано на вариации значения резистора R9 с использованием подменю (рис.6.3.1). Для этого последовательным вы- полнением команд Analysis → Transient… → Transient Analysis Limits → Stepping входят в подменю (рис.6.3.1) (рис.6.17)

Рис.6.17

Используя линейку прокрутки

Смотрите также файлы