Файл: Силяков В.А., Красюк В.Н. - Системы авиационной радиосвязи - 2004.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 20.10.2020
Просмотров: 5044
Скачиваний: 108
76
ный фильтр, вторая составляющая – шумовая, обусловлена прохожде-
нием через фильтр шума. Помехоустойчивость приема реальных ре-
чевых сообщений, в основном, определяется соотношением спект-
ральных плотностей речевого сигнала и шума. Поэтому при приеме
речевых сообщений полоса пропускания усилителей низкой часто-
ты выбирается фиксированной и равной ширине спектра рабочих
частот. Особенность синхронного метода детектирования состоит
в том, что обеспечивается равенство отношений сигнал/шум на вхо-
де и выходе синхронного детектора [6,14]. Это позволяет осуще-
ствлять фильтрацию сигнала на фоне шума после синхронного де-
тектирования.
В большинстве существующих радиоприемных устройств для де-
тектирования АМ-радиосигналов используются детекторы огибающей.
Это приводит к двухкратному проигрышу в помехоустойчивости по
сравнению с приемником с синхронным детектированием, но упро-
щает схему приемника.
3.9. Двухполосная модуляция с подавленной несущей
При подавлении в спектре АМ-радиосигнала колебаний несущей ча-
стоты получается радиосигнал с двухполосной модуляцией и подавлен-
ной несущей (ДМ). Спектр ДМ сигнала состоит из двух боковых полос.
Полагаем, что априорные сведения как и в предыдущем случае опреде-
ляются соотношениями (3.85), а уравнение наблюдения записывается
следующим образом:
A
М
0
ξ( )
λ cos(ω
φ( ))
( )
t
M
t
t
n t
=
+
+
.
(3.93)
Из приведенных соотношений для АМ-сигналов при условии,
что значение
А
0
= 0, непосредственно следуют соответствующие
выражения для ДМ-сигналов. При этом уравнения, определяющие
структуру квазиоптимального приемника ДМ-радиосигналов, име-
ют вид [6]
0
ˆ
ˆ
λ
2ξ( )cos(ω
φ)
1
K
t
t
TD
=
+
+
,
ф
AМ
0
ˆ
φ
ˆ
ˆ
2
ξ( )
λ sin(ω
φ),
K
t M
t
t
∂ = −
+
∂
(3.94)
77
причем:
(
)
λ
λ
λ
λ
λ
λ
A
М
ф
ф
1
,
,
,
1 4
1,
1
α
1
1
.
2
A
T
K
T
T
K
K
q
K
K
M
NN
K
N
D
=
=
=
=
+
−
+
+
=
При приеме ДМ-сигналов относительная ошибка фильтрации сооб-
щения определяется соотношением
2
ДМ
1 4
1
δ
.
2
q
q
+
−
=
(3.95)
Сравнение приведенного выражения с формулой (3.92) позволяет
сделать вывод, что ДМ обладает более высокой помехоустойчивостью,
чем АМ, так как при использовании ДМ-радиосигналов вся мощность
передатчика используется на передачу информационных боковых по-
лос спектра [8].
3.10. Однополосная модуляция
При подавлении в спектре АМ-радиосигнала одной из боковых по-
лос формируется однополосный радиосигнал с полной несущей (класс
излучения
А
3
H
). Наряду с рассмотренными законами модуляции сигна-
лов в системах авиационной дальней связи широко используются одно-
полосные радиосигналы с ослабленной (класс
А
3
А
) или подавленной
несущей (класс
А
3
J
).
Уравнение наблюдения при использовании радиосигнала с однопо-
лосной модуляцией (ОМ) можно записать в виде
H
A
М
AМ
0
0
0
0
ξ( )
λ cos(ω
φ)
λ sin(ω
φ)
2
2
cos(
ω
φ)
( ),
M
M
t
t
t
B
t
n t
=
+ +
+ +
+
+ +
(3.96)
где
B
0
– значение амплитуды несущей (считаем его известным и посто-
янным);
λ
H
(
t
) =
H
[
λ
(
t
)] – преобразование Гильберта от информационно-
го сообщения
λ
(
t
). Здесь H[.] – оператор преобразования Гильберта.
Отметим, что при симметричном спектре процессы
λ
(
t
) и
λ
H
(
t
) взаимно
некоррелированы, а при гауссовых процессах они независимы.
Как видно из (3.96), ОМ-радиосигнал образован суммой двух двух-
полосных сигналов, у которых составляющие верхних боковых полос
78
взаимно компенсируются. В этом нетрудно убедиться, если принять,
что
( )
λ
cos
t
A
t
=
Ω
и, соответственно,
( )
λ
sin
H
t
A
t
=
Ω
.
В выражение для ОМ-радиосигнала, входящего в (3.96), включено
колебание несущей частоты. Оно необходимо для работы ФАП, форми-
рующей гармоническое колебание для синхронного приема. В систе-
мах, использующих класс излучения
А
3
H
, для обеспечения лучшей ра-
боты ФАП целесообразно отфильтровать несущую от боковой полосы,
включив на входе ФАП узкополосный фильтр, настроенный на извест-
ную несущую частоту сигнала (ФПС).
При работе с излучением класса
А
3
J
восстановление колебаний не-
сущей частоты осуществляется в приемнике автономным методом с
помощью высокостабильного генератора. Требования к точности вос-
становления несущей частоты колебаний в приемниках ОМ-сигналов в
системах воздушной связи рассмотрим далее.
Уравнение сообщения и случайные параметры ОМ-радиосигнала
описываются априорными стохастическими дифференциальными урав-
нениями [6]
H
H
λ
λ
λ
λ
α λ
( ),
–α λ
( ),
H
d
d
n t
n
t
dt
dt
= −
+
=
+
ф
φ
( ).
d
n t
dt
=
3.97)
Уравнения нелинейной фильтрации, определяющие структуру ква-
зиоптимального приемника ОМ-радиосигналов, в результате преобра-
зований приводятся к виду [6]
0
0
0
ˆ
ˆ
ˆ
λ
2ξ( )cos(ω
φ)
2ξ( )sin(ω
φ)
1
2
B
K
t
t
H
t
t
TD
=
+ −
+
−
+
,
ф
0
0
ˆ
φ
ˆ
ξ( ) sin(ω
φ)
K
t B
t
t
∂ = −
+
∂
.
(3.98)
Входящие в уравнения параметры определяются формулами
(
)
2
ф
λ
λ
0
λ
ф
2
2
λ
λ
A
М
0
0
2
0
Б
2
0
4
2
,
,
1
1,
,
1
1
1
2
1
,
α
2
NN
T
K
qm
T
K
K
K
T
K
M
N
m
B
m
D
q
N
m
=
=
=
+
−
=
+
+
+
+
=
79
где
2
2
0
0
Б
Н
Б
m
P
Р
D
В
=
=
– коэффициент деления мощности передат-
чика между боковой полосой
P
Б
=
D
Б
и несущей
2
0
Н
Р
В
=
.
Структурная схема радиоприемника ОМ-сигналов в соответствии
с уравнениями (3.98) приведена на рис 3.5. Радиоприемник имеет
два информационных канала и канал синхронизации с ФАП, на вход
которого подаются отфильтрованная от боковой полосы с помощью уз-
кополосного фильтра (ФПС) аддитивная смесь колебания несущей час-
тоты и шума. Принятое колебание
ξ
(
t
) в первом канале (верхний) ум-
ножается на опорное напряжение
0
ˆ
2 cos(
ω
φ)
t
+
, а во втором (ниж-
ний) на
0
ˆ
2 sin(
ω
φ)
t
+
. На выходе перемножителя первого канала
(члены с удвоенной частотой отброшены) выделяется напряжение
( ) (
)
1
A
0
0
ˆ
λ 2
2
2 ( )cos(ω
φ)
U t
M
В
n t
t
=
−
+
+
. На выходе перемножите-
ля второго канала имеем
( )
(
)
H
2
A
0
ˆ
λ 2
2 ( )sin(ω
φ)
U
t
M
n t
t
=
+
+
. Над
сигналом
U
2
(
t
) осуществляется преобразование Гильберта (прибли-
женно его можно реализовать с помощью широкополосного фа-
зовращателя на
π
/2). В результате выполнения преобразования
Усилитель
Фазовращатель
ФПС
Подстраиваемый
генератор
Перемножитель
Перемн.
Перемножитель
Перемножитель
( )
ξ
t
( )
ˆ
λ
t
(
)
0
ˆ
2 cos
ω
φ
t
+
K/(T
D
+ 1)
(
)
0
ˆ
2 sin
ω
φ
t
+
B
0
/2
∑
H [·]
Рис. 3.5
80
Гильберта во втором канале формируется напряжение
( )
( )
3
2
U t
H U
t
=
=
A
0
ˆ
λ 2
2 ( )sin(ω
φ)
M
H
n t
t
=
+
+
.
С учетом центрирующей составляющей
B
0
/2 на выходе сумматора име-
ем напряжение
A
0
0
ˆ
ˆ
λ
2 ( )cos(ω
φ)
2 ( )sin(ω
φ)
U
M
n t
t
H
n t
t
Σ
=
+
+ −
+
.В
результате фильтрации принятой смеси на выходе оптимального ли-
нейного фильтра формируется оценка полезного сообщения
( )
ˆ
λ
t
.
Используя приведенные соотношения, можно показать, что относи-
тельная ошибка фильтрации сообщения определяется формулой
2
2
0
O
М
2
2
0
0
2
0
1
δ
1 4
1 .
1
2
1
m
q
m
m
q
m
=
+
−
+
+
(3.99)
Из приведенного выражения видно, что помехоустойчивость приема
ОМ-радиосигналов зависит от отношения сигнал/шум и коэффициента
деления мощности
2
0
m
. Для КВ каналов воздушной радиосвязи связи
[6]
2
0
m
= 1…5. При
2
0
m
= ∞
(несущая отсутствует) помехоустойчивость
ОМ и ДМ практически совпадают, что видно из выражений для отно-
сительных ошибок фильтрации.
При приеме речевых сообщений требования к точности восстанов-
ления несущей определяются особенностями человеческого слуха и за-
висят от необходимого качества воспроизведения речи. Наибольшая
неточность восстановления частоты несущей при приёме на фоне шума
составляет порядка 100 Гц при хорошем качестве связи. При ведении
связи с быстро перемещающимися объектами требования к стабильнос-
ти частоты передатчика и приемника повышаются, так как заметное
влияние на допустимую суммарную нестабильность частоты оказывает
эффект Доплера.
Вторая особенность приема ОМ-радиосигналов связана с построе-
нием схем автоматической регулировкой усиления (АРУ). Если в систе-
ме связи осуществляется передача несущей, то ее уровень зависит от
условий распространения сигналов и не зависит от громкости речи,
поэтому несущая может быть использована в контуре АРУ. В системах