Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

2

History, architecture and

negative feedback

A brief history of amplifiers

A  full  and  detailed  account  of  semiconductor  amplifier  design  since  its
beginnings would be a book in itself – and a most fascinating volume it
would be. This is not that book, but I still feel obliged to give a very brief
account  of  how  amplifier  design  has  evolved  in  the  last  three  or  four
decades.

Valve  amplifiers,  working  in  push-pull  Class-A  or  AB1,  and  perforce
transformer-coupled  to  the  load,  were  dominant  until  the  early  1960s,
when  truly  dependable  transistors  could  be  made  at  a  reasonable  price.
Designs using germanium devices appeared first, but suffered severely from
the vulnerability of germanium to even moderately high temperatures; the
term thermal runaway was born. At first all silicon power transistors were
NPN, and for a time most transistor amplifiers relied on input and output
transformers  for  push-pull  operation  of  the  power  output  stage.  These
transformers were as always heavy, bulky, expensive, and non-linear, and
added insult to injury as their LF and HF phase-shifts severely limited the
amount of negative feedback that could be safely applied.

The advent of the transformerless Lin configuration

[1]

, with what became

known as a quasi-complementary output stage, disposed of a good many
problems. Since modestly capable PNP driver transistors were available,
the power output devices could both be NPN, and still work in push-pull.
It was realised that a transformer was not required for impedance matching
between power transistors and 8 ! loudspeakers.

Proper complementary power devices appeared in the late 1960s, and full
complementary output stages soon proved to give less distortion than their
quasi-complementary  predecessors. At  about  the  same  time  DC-coupled

30

History, architecture and negative feedback

amplifiers  began  to  take  over  from  capacitor-coupled  designs,  as  the
transistor differential pair became a more familiar circuit element.

A  much  fuller  and  generally  excellent  history  of  power  amplifier
technology is given in Sweeney and Mantz

[2]

.

Amplifier architectures

This grandiose title simply refers to the large-scale structure of the amplifier;
i.e. the block diagram of the circuit one level below that representing it as
a  single  white  block  labelled  Power  Amplifier.  Almost  all  solid-state
amplifiers have a three-stage architecture as described below, though they
vary in the detail of each stage.

The three-stage architecture

The  vast  majority  of  audio  amplifiers  use  the  conventional  architecture,
shown  in  Figure  2.1.  There  are  three  stages,  the  first  being  a  trans-
conductance  stage  (differential  voltage  in,  current  out)  the  second  a
transimpedance stage (current in, voltage out) and the third a unity-voltage-
gain output stage. The second stage clearly has to provide all the voltage gain
and  I  have  therefore  called  it  the  voltage-amplifier  stage  or  VAS.  Other
authors have called it the pre-driver stage but I prefer to reserve this term for
the first transistors in output triples. This three-stage architecture has several
advantages, not least being that it is easy to arrange things so that interaction
between stages is negligible. For example, there is very little signal voltage
at the input to the second stage, due to its current-input (virtual-earth) nature,
and therefore very little on the first stage output; this minimises Miller phase-
shift and possible Early effect in the input devices.

31

Figure 2.1

The three-stage
amplifier structure.
There is a
transconductance
stage, a
transadmittance stage
(the VAS) and a unity-
gain buffer output
stage

Audio Power Amplifier Design Handbook

Similarly,  the  compensation  capacitor  reduces  the  second  stage  output
impedance, so that the non-linear loading on it due to the input impedance
of  the  third  stage  generates  less  distortion  than  might  be  expected.  The
conventional three-stage structure, familiar though it may be, holds several
elegant  mechanisms  such  as  this.  They  will  be  fully  revealed  in  later
chapters.  Since  the  amount  of  linearising  global  NFB  available  depends
upon amplifier open-loop gain, how the stages contribute to this is of great
interest. The three-stage architecture always has a unity-gain output stage –
unless you really want to make life difficult for yourself – and so the total
forward  gain  is  simply  the  product  of  the  transconductance  of  the  input
stage and the transimpedance of the VAS, the latter being determined solely
by the Miller capacitor Cdom, except at very low frequencies. Typically, the
closed-loop  gain  will  be  between  +20  and  +30 dB.  The  NFB  factor  at
20 kHz  will  be  25  to  40 dB,  increasing  at  6 dB  per  octave  with  falling
frequency until it reaches the dominant pole frequency P1, when it flattens
out. What matters for the control of distortion is the amount of negative
feedback (NFB) available, rather than the open-loop bandwidth, to which
it has no direct relationship. In my Electronics World Class-B design, the
input stage gm is about 9 ma/V, and Cdom is 100 pF, giving an NFB factor
of 31 dB at 20 kHz. In other designs I have used as little as 26 dB (at 20 kHz)
with good results.

Compensating a three-stage amplifier is relatively simple; since the pole at
the VAS is already dominant, it can be easily increased to lower the HF
negative-feedback factor to a safe level. The local NFB working on the VAS
through Cdom has an extremely valuable linearising effect.

The conventional three-stage structure represents at least 99% of the solid-
state amplifiers built, and I make no apology for devoting much of this book
to its behaviour. I doubt if I have exhausted its subtleties.

The two-stage amplifier architecture

In contrast, the architecture in Figure 2.2 is a two-stage amplifier, the first
stage being once more a transconductance stage, though now without a
guaranteed low impedance to accept its output current. The second stage
combines VAS and output stage in one block; it is inherent in this scheme
that the VAS must double as a phase splitter as well as a generator of raw
gain. There are then two quite dissimilar signal paths to the output, and it
is not at all clear that trying to break this block down further will assist a
linearity  analysis.  The  use  of  a  phase-splitting  stage  harks  back  to  valve
amplifiers, where it was inescapable as a complementary valve technology
has so far eluded us.

Paradoxically, a two-stage amplifier is likely to be more complex in its gain
structure than a three-stage. The forward gain depends on the input stage
gm, the input stage collector load (because the input stage can no longer be

32

History, architecture and negative feedback

assumed  to  be  feeding  a  virtual  earth)  and  the  gain  of  the  output  stage,
which  will  be  found  to  vary  in  a  most  unsettling  manner  with  bias  and
loading. Choosing the compensation is also more complex for a two-stage
amplifier, as the VAS/phase-splitter has a significant signal voltage on its
input  and  so  the  usual  pole-splitting  mechanism  that  enhances  Nyquist
stability by increasing the pole frequency associated with the input stage
collector  will  no  longer  work  so  well.  (I  have  used  the  term  Nyquist
stability, or Nyquist oscillation throughout this book to denote oscillation
due to the accumulation of phase-shift in a global NFB loop, as opposed to
local parasitics, etc.)

The LF feedback factor is likely to be about 6 dB less with a 4 ! load, due
to lower gain in the output stage. However, this variation is much reduced
above the dominant pole frequency, as there is then increasing local NFB
acting in the output stage.

Two-stage  amplifiers  are  not  popular;  I  can  quote  only  two  examples,
Randi

[3]

and Harris

[4]

. The two-stage amplifier offers little or no reduction

in parts cost, is harder to design and in my experience invariably gives a
poor distortion performance.

Power amplifier classes

For  a  long  time  the  only  amplifier  classes  relevant  to  high-quality  audio
were  Class-A  and  Class-AB.  This  is  because  valves  were  the  only  active
devices,  and  Class-B  valve  amplifiers  generated  so  much  distortion  that
they  were  barely  acceptable  even  for  Public  Address  purposes.  All
amplifiers with pretensions to high fidelity operated in push-pull Class-A.

33

Figure 2.2

The two-stage amplifier
structure. A voltage-
amplifier output follows
the same
transconductance input
stage

Audio Power Amplifier Design Handbook

Solid-state gives much more freedom of design; all of the amplifier classes
below have been commercially exploited. Unfortunately, there will only be
space to deal in detail in this book with A, AB, and B, though this certainly
covers  the  vast  majority  of  solid-state  amplifiers.  Plentiful  references  are
given so that the intrigued can pursue matters further.

Class-A

In a Class-A amplifier current flows continuously in all the output devices,
which enables the non-linearities of turning them on and off to be avoided.
They come in two rather different kinds, although this is rarely explicitly
stated, which work in very different ways. The first kind is simply a Class-B
stage  (i.e.  two  emitter-followers  working  back-to-back)  with  the  bias
voltage increased so that sufficient current flows for neither device to cut off
under  normal  loading.  The  great  advantage  of  this  approach  is  that  it
cannot abruptly run out of output current; if the load impedance becomes
lower than specified then the amplifier simply takes brief excursions into
Class AB, hopefully with a modest increase in distortion and no seriously
audible distress.

The other kind could be called the controlled-current-source (VCIS) type,
which is in essence a single emitter-follower with an active emitter load for
adequate current-sinking. If this latter element runs out of current capability
it makes the output stage clip much as if it had run out of output voltage.
This  kind  of  output  stage  demands  a  very  clear  idea  of  how  low  an
impedance it will be asked to drive before design begins.

Valve textbooks will be found to contain enigmatic references to classes of
operation called AB1 and AB2; in the former grid current did not flow for
any part of the cycle, but in the latter it did. This distinction was important
because the flow of output-valve grid current in AB2 made the design of the
previous stage much more difficult.

AB1 or AB2 has no relevance to semiconductors, for in BJT’s base current
always  flows  when  a  device  is  conducting,  while  in  power  FET’s  gate
current  never  does,  apart  from  charging  and  discharging  internal
capacitances.

Class-AB

This is not really a separate class of its own, but a combination of A and B.
If an amplifier is biased into Class-B, and then the bias further increased, it
will  enter  AB.  For  outputs  below  a  certain  level  both  output  devices
conduct,  and  operation  is  Class-A.  At  higher  levels,  one  device  will  be
turned completely off as the other provides more current, and the distortion
jumps upward at this point as AB action begins. Each device will conduct
between 50% and 100% of the time, depending on the degree of excess
bias and the output level.

34