Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

History, architecture and negative feedback

Class AB is less linear than either A or B, and in my view its only legitimate
use is as a fallback mode to allow Class-A amplifiers to continue working
reasonably when faced with a low load impedance.

Class-B

Class-B is by far the most popular mode of operation, and probably more
than  99%  of  the  amplifiers  currently  made  are  of  this  type.  Most  of  this
book is devoted to it, so no more is said here.

Class-C

Class-C  implies  device  conduction  for  significantly  less  than  50%  of  the
time, and is normally only usable in radio work, where an LC circuit can
smooth  out  the  current  pulses  and  filters  harmonics.  Current-dumping
amplifiers can be regarded as combining Class-A (the correcting amplifier)
with Class-C (the current-dumping devices); however it is hard to visualise
how an audio amplifier using devices in Class-C only could be built.

Class-D

These amplifiers continuously switch the output from one rail to the other
at  a  supersonic  frequency,  controlling  the  mark/space  ratio  to  give  an
average  representing  the  instantaneous  level  of  the  audio  signal;  this  is
alternatively  called  Pulse  Width  Modulation  (PWM).  Great  effort  and
ingenuity has been devoted to this approach, for the efficiency is in theory
very high, but the practical difficulties are severe, especially so in a world
of  tightening  EMC  legislation,  where  it  is  not  at  all  clear  that  a  200 kHz
high-power square wave is a good place to start. Distortion is not inherently
low

[5]

, and the amount of global negative feedback that can be applied is

severely limited by the pole due to the effective sampling frequency in the
forward path. A sharp cut-off low-pass filter is needed between amplifier
and  speaker,  to  remove  most  of  the  RF;  this  will  require  at  least  four
inductors (for stereo) and will cost money, but its worst feature is that it will
only give a flat frequency response into one specific load impedance. The
technique deserves a book to itself, and cannot be dealt with properly here.
Other  references  to  consult  for  further  information  are  Goldberg  and
Sandler

[6]

and Hancock

[7]

.

Class-E

An extremely ingenious way of operating a transistor so that it has either a
small voltage across it or a small current through it almost all the time; in
other words the power dissipation is kept very low

[8]

. Regrettably this is an

RF technique that seems to have no sane application to audio.

Class-F

There  is  no  Class-F,  as  far  as  I  know.  This  seems  like  a  gap  that  needs
filling . . .

35

Vbias3

Inner driver

R2

100R

Outer

power

device

TR6

Inner

power

device

TR1

TR3

TR4

TR8

TR2

TR7

R1

200R

R3

100R

V in

Vbias4

Vbias

2

Vbias

2

D3

D4

Re

0R1

Re

0R1

Rload

8R

D1

D2

V2+

+50V

V1+

+15V

-15V

V1-

-50V

V2-

Audio Power Amplifier Design Handbook

Class-G

This concept was introduced by Hitachi in 1976 with the aim of reducing
amplifier power dissipation. Musical signals have a high peak/mean ratio,
spending  most  of  the  time  at  low  levels,  so  internal  dissipation  is  much
reduced by running from low-voltage rails for small outputs, switching to
higher rails current for larger excursions.

The basic series Class-G with two rail voltages (i.e. four supply rails, as both
voltages are +/–) is shown in Figure 2.3

[9],[11]

. Current is drawn from the

lower  +/–V1  supply  rails  whenever  possible;  should  the  signal  exceed
+/–V1, TR6 conducts and D3 turns off, so the output current is now drawn
entirely from the higher +/–V2 rails, with power dissipation shared between
TR3  and  TR6.  The  inner  stage  TR3,  4  is  usually  operated  in  Class-B,
although AB or A are equally feasible if the output stage bias is suitably
increased. The outer devices are effectively in Class-C as they conduct for
significantly less than 50% of the time.

In  principle  movements  of  the  collector  voltage  on  the  inner  device
collectors should not significantly affect the output voltage, but in practice
Class-G is often considered to have poorer linearity than Class-B because of
glitching due to charge storage in commutation diodes D3, D4. However, if

36

Figure 2.3

Class-G-Series output
stage. When the
output voltage exceeds
the transition level, D3
or D4 turn off and
power is drawn from
the higher rails through
the outer power
devices

Vbias3

Vbias4

Vin

Vbias

2

Vbias

2

R2

100R

Q1

Q3

Q5

Q7

Q8

Q6

Q4

D3

D4

D2

D1

Low

voltage

power

device

High

voltage

driver

Low voltage

driver

High

voltage

power

device

R4

100R

R5

100R

Re

0R1

Re

0R1

Re

0R1

Re

0R1

Q2

R3

100R

Rload

8R

-50V

V2-

V2+

+50V

History, architecture and negative feedback

glitches  occur  they  do  so  at  moderate  power,  well  displaced  from  the
crossover region, and so appear relatively infrequently with real signals.
An obvious extension of the Class-G principle is to increase the number of
supply  voltages.  Typically  the  limit  is  three.  Power  dissipation  is  further
reduced and efficiency increased as the average voltage from which the
output current is drawn is kept closer to the minimum. The inner devices
operate in Class-B/AB as before, and the middle devices are in Class-C. The
outer devices are also in Class-C, but conduct for even less of the time.
To the best of my knowledge three-level Class-G amplifiers have only been
made in Shunt mode, as described below, probably because in Series mode
the  cumulative  voltage  drops  become  too  great  and  compromise  the
efficiency gains. The extra complexity is significant, as there are now six
supply rails and at least six power devices all of which must carry the full
output current. It seems most unlikely that this further reduction in power
consumption could ever be worthwhile for domestic hi-fi.
A closely related type of amplifier is Class-G-Shunt

[10]

. Figure 2.4 shows

the principle; at low outputs only Q3, Q4 conduct, delivering power from

37

Figure 2.4

A Class-G-Shunt output stage, composed of two EF output stages with the usual drivers. Vbias3, 4 set the
output level at which power is drawn from the higher rails

Audio Power Amplifier Design Handbook

the low-voltage rails. Above a threshold set by Vbias3 and Vbias4, D1 or
D2 conduct and Q6, Q8 turn on, drawing current from the high-voltage
rails,  with  D3,  4  protecting  Q3,  4  against  reverse  bias.  The  conduction
periods of the Q6, Q8 Class-C devices are variable, but inherently less than
50%.  Normally  the  low-voltage  section  runs  in  Class-B  to  minimise
dissipation.  Such  shunt  Class-G  arrangements  are  often  called  ‘commu-
tating amplifiers’.

Some of the more powerful Class-G-Shunt PA amplifiers have three sets of
supply rails to further reduce the average voltage drop between rail and
output. This is very useful in large PA amplifiers.

Class-H

Class-H is once more basically Class-B, but with a method of dynamically
boosting the single supply rail (as opposed to switching to another one) in
order  to  increase  efficiency

[12]

.  The  usual  mechanism  is  a  form  of

bootstrapping. Class-H is occasionally used to describe Class-G as above;
this sort of confusion we can do without.

Class-S

Class-S, so named by Doctor Sandman

[13]

, uses a Class-A stage with very

limited current capability, backed up by a Class-B stage connected so as to
make  the  load  appear  as  a  higher  resistance  that  is  within  the  first
amplifier’s capability.

The  method  used  by  the  Technics  SE-A100  amplifier  is  extremely
similar

[14]

.

I  hope  that  this  necessarily  brief  catalogue  is  comprehensive;  if  anyone
knows  of  other  bona  fide  classes  I  would  be  glad  to  add  them  to  the
collection.  This  classification  does  not  allow  a  completely  consistent
nomenclature;  for  example,  Quad-style  Current-Dumping  can  only  be
specified as a mixture of Class A and C, which says nothing about the basic
principle of operation, which is error-correction.

Variations on Class-B

The solid-state Class-B three-stage amplifier has proved both successful and
flexible, so many attempts have been made to improve it further, usually by
trying to combine the efficiency of Class-B with the linearity of Class-A. It
would  be  impossible  to  give  a  comprehensive  list  of  the  changes  and
improvements  attempted,  so  I  give  only  those  that  have  been  either
commercially successful or particularly thought-provoking to the amplifier-
design community:

38

History, architecture and negative feedback

Error-correcting amplifiers

This refers to error-cancellation strategies rather than the conventional use
of negative feedback. This is a complex field, for there are at least three
different  forms  of  error-correction,  of  which  the  best  known  is  error-
feedforward as exemplified by the ground-breaking Quad 405

[15]

. Other

versions include error feedback and other even more confusingly-named
techniques, some at least of which turn out on analysis to be conventional
NFB  in  disguise.  For  a  highly  ingenious  treatment  of  the  feedforward
method by Giovanni Stochino

[16]

.

Non-switching amplifiers

Most of the distortion in Class-B is crossover distortion, and results from
gain  changes  in  the  output  stage  as  the  power  devices  turn  on  and  off.
Several  researchers  have  attempted  to  avoid  this  by  ensuring  that  each
device is clamped to pass a certain minimum current at all times

[17]

. This

approach  has  certainly  been  exploited  commercially,  but  few  technical
details have been published. It is not intuitively obvious (to me, anyway)
that  stopping  the  diminishing  device  current  in  its  tracks  will  give  less
crossover distortion. See also Chapter 9.

Current-drive amplifiers

Almost  all  power  amplifiers  aspire  to  be  voltage  sources  of  zero  output
impedance.  This  minimises  frequency  response  variations  caused  by  the
peaks and dips of the impedance curve, and gives a universal amplifier that
can drive any loudspeaker directly.

The  opposite  approach  is  an  amplifier  with  a  sufficiently  high  output
impedance  to  act  as  a  constant-current  source.  This  eliminates  some
problems – such as rising voice-coil resistance with heat dissipation – but
introduces others such as control of the cone resonance. Current amplifiers
therefore  appear  to  be  only  of  use  with  active  crossovers  and  velocity
feedback from the cone

[18]

.

It  is  relatively  simple  to  design  an  amplifier  with  any  desired  output
impedance (even a negative one) and so any compromise between voltage
and current drive is attainable. The snag is that loudspeakers are universally
designed to be driven by voltage sources, and higher amplifier impedances
demand tailoring to specific speaker types

[19]

.

The Blomley principle

The goal of preventing output transistors from turning off completely was
introduced  by  Peter  Blomley  in  1971

[20]

;  here  the  positive/negative

splitting is done by circuitry ahead of the output stage, which can then be

39