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The small signal stages

across two base-emitter junctions in series, one in each arm of the circuit.
In theory the errors due to non-linear re of the transistors is divided by beta,
but in practice the reduction in distortion is modest.

The  cascomp  (Figure  4.10c)  does  not  have  problems  with  negative
impedances, but it is significantly more complex to design. Q2, Q3 are the
main  input  pair  as  before,  delivering  current  through  cascode  transistors
Q4,  Q5  (this  does  not  in  itself  affect  linearity),  which,  since  they  carry
almost the same current as Q2, Q3 duplicate the input Vbe errors at their
emitters. This is sensed by error diff-amp Q6, Q7, whose output currents
are summed with the main output in the correct phase for error-correction.
By careful optimisation of the (many) circuit variables, distortion at –30 dBu
input can be reduced to about 0.016% with the circuit values shown. Sadly,
this effort provides very little further improvement in whole-amplifier HF
distortion over the simpler CFP input, as other distortion mechanisms are
coming into play, one of which is the finite ability of the VAS to source
current into the other end of Cdom.

Input stage cascode configurations

Power  amplifiers  with  pretensions  to  sophistication  sometimes  add
cascoding  to  the  standard  input  differential  amplifier.  This  does  nothing
whatever to improve input-stage linearity, as there is no appreciable voltage
swing on the input collectors; its main advantage is reduction of the high
Vce  that  the  input  devices  work  at.  This  allows  cooler  running,  and
therefore possibly improved thermal balance; a Vce of 5 V usually works
well.  Isolating  the  input  collector  capacitance  from  the  VAS  input
sometimes  allows  Cdom  to  be  slightly  reduced  for  the  same  stability
margins, but the improvement is marginal.

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Input noise and how to reduce it

The noise performance of a power amplifier is defined by its input stage,
and so the issue is examined here. Power-amp noise is not an irrelevance;
a powerful amplifier will have a high voltage gain, and this can easily result
in  a  faint  but  irritating  hiss  from  efficient  loudspeakers  even  when  all
volume controls are fully retarded

[3]

. In the design considered here the EIN

has been measured at –120 dBu, which is only 7 or 8 dB worse than a first-
class microphone preamplifier; the inferiority is largely due to the source
resistances  seen  by  the  input  devices  being  higher  than  the  usual  150 !
microphone impedance. By way of demonstration, halving the impedance
of  the  usual  feedback  network  (22k  and  1k)  reduces  the  EIN  further  by
about 2 dB.

Amplifier  noise  is  defined  by  a  combination  of  the  active  devices  at  the
input  and  the  surrounding  resistances.  The  operating  conditions  of  the

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input transistors themselves are set by the demands of linearity and slew-
rate, so there is little freedom of design here; however the collector currents
are  already  high  enough  to  give  near-optimal  noise  figures  with  the  low
source impedances (a few hundred ohms) that we have here, so this is not
too  great  a  problem.  Noise  figure  is  a  weak  function  of  Ic,  so  minor
tweakings of the tail-current make no detectable difference. We certainly
have the choice of input device type; there are many more possibles if we
have relatively low rail voltages. Noise performance is, however, closely
bound up with source impedance, and we need to define this before device
selection.

Looking therefore to the passives, there are several resistances generating
Johnson  Noise  in  the  input,  and  the  only  way  to  reduce  this  noise  is  to
reduce them in value. The obvious candidates are R2, R3 see Figure 4.12
(input stage degeneration resistors) and R9, which determines the output

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Figure 4.12

Stable input
bootstrapping from the
feedback point. Riso is
essential for HF
stability; with 100 !,
as shown, the input
impedance is 13 k!

The small signal stages

impedance of the negative-feedback network. There is also another unseen
component; the source resistance of the preamplifier or whatever upstream.
Even if this equipment were miraculously noise-free, its output resistance
would  still  generate  Johnson  noise.  If  the  preamplifier  had,  say,  a  20k
volume pot at its output (not a good idea, as this gives a poor gain structure
and cable dependent HF losses, but that is another story

[5]

) then the source

resistance  could  be  a  maximum  of  5k,  which  would  almost  certainly
generate  enough  Johnson  Noise to dominate the power-amplifier’s noise
behaviour.  However,  there  is  nothing  that  power-amp  designers  can  do
about  this,  so  we  must  content  ourselves  with  minimising  the  noise-
generating resistances we do have control over.

Noise from the input degeneration resistors R2, R3 is the price we pay for
linearising the input stage by running it at a high current, and then bringing
its transconductance down to a useable value by adding linearising local
negative feedback. These resistors cannot be reduced if the HF NFB factor
is  then  to  remain  constant,  for  Cdom  will  have  to  be  proportionally
increased,  reducing  slew-rate.  With  the  original  22k–1k  NFB  network,
these resistors degrade the noise performance by 1.7 dB. (This figure, like
all other noise measurements given here, assumes a 50 ! external source
resistance.)

If we cannot alter the input degeneration resistors, then the only course left
is the reduction of the NFB network impedance, and this sets off a whole
train of consequences. If R8 is reduced to 2k2, then R9 becomes 110 !, and
this reduces noise output from –93.5 dBu to –95.4 dBu. (Note that if R2, R3
were not present, the respective figures would be –95.2 and –98.2 dBu.)
However, R1 must also be reduced to 2k2 to maintain DC balance, and this
is too low an input impedance for direct connection to the outside world.
If we accept that the basic amplifier will have a low input impedance, there
are two ways to deal with it. The simplest is to decide that a balanced line
input  is  essential;  this  puts  an  op-amp  stage  before  the  amplifier  proper,
buffers  the  low  input  impedance,  and  can  provide  a  fixed  source
impedance to allow the HF and LF bandwidths to be properly defined by
an  RC  network  using  non-electrolytic  capacitors.  The  usual  practice  of
slapping an RC network on an unbuffered amplifier input must be roundly
condemned as the source impedance is unknown, and so therefore is the
roll-off  point.  A  major  stumbling  block  for  subjectivist  reviewing,  one
would have thought.

Another approach is to have a low resistance DC path at the input but a
high AC impedance; in other words to use the fine old practice of input
bootstrapping.  Now  this  requires  a  low-impedance  unity-gain-with-
respect-to-input  point  to  drive  the  bootstrap  capacitor,  and  the  only  one
available is at the amplifier inverting input, i.e. the base of TR3. While this
node has historically been used for the purpose of input bootstrapping

[6]

, it

has  only  been  done  with  simple  circuitry  employing  very  low  feedback

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factors. There is very real reason to fear that any monkey business with the
feedback point (TR3 base) will add shunt capacitance, creating a feedback
pole that will degrade HF stability. There is also the awkward question of
what will happen if the input is left open-circuit . . .

The input can be safely bootstrapped; Figure 4.12 shows how. The total DC
resistance of R1 and Rboot equals R8, and their central point is driven by
Cboot. Connecting Cboot directly to the feedback point did not produce
gross  instability,  but  it  did  seem  to  increase  susceptibility  to  odd  bits  of
parasitic oscillation. Riso was then added to isolate the feedback point from
stray  capacitance,  and  this  seemed  to  effect  a  complete  cure.  The  input
could be left open-circuit without any apparent ill-effects, though this is not
good  practice  if  loudspeakers  are  connected.  A  value  for  Riso  of  220 !
increases the input impedance to 7.5k, and 100 ! raises it to 13.3k, safely
above the 10k standard value for a bridging impedance. Despite successful
tests, I must admit to a few lingering doubts about the HF stability of this
approach, and it might be as well to consider it as experimental until more
experience is gained.

One more consequence of a low-impedance NFB network is the need for
feedback  capacitor  C2  to  be  proportionally  increased  to  maintain  LF
response, and prevent capacitor distortion from causing a rise in THD at
low frequencies; it is the latter requirement that determines the value. (This
is a separate distortion mechanism from the seven originally identified, and
is  given  the  title  Distortion  8.)  This  demands  a  value  of  1000 µF,
necessitating a low rated voltage such as 6V3 if the component is to be of
reasonable size. This means that C2 needs protective shunt diodes in both
directions, because if the amplifier fails it may saturate in either direction.
Examination of the distortion residual shows that the onset of conduction of
back-to-back diodes will cause a minor increase in THD at 10 Hz, from less
than 0.001% to 0.002%, even at the low power of 20 W/8 !. It is not my
practice to tolerate such gross non-linearity, and therefore four diodes are
used in the final circuit, and this eliminates the distortion effect. It could be
argued that a possible reverse-bias of 1.2 V does not protect C2 very well,
but at least there will be no explosion.

We can now consider alternative input devices to the MPSA56, which was
never intended as a low-noise device. Several high-beta low-noise types
such  as  2SA970  give  an  improvement  of  about  1.8 dB  with  the  low-
impedance  NFB  network.  Specialised  low-Rb  devices  like  2SB737  give
little further advantage (possibly 0.1 dB) and it is probably better to go for
one of the high-beta types; the reason why will soon emerge.

It could be argued that the above complications are a high price to pay for
a  noise  reduction  of  some  2 dB;  however,  with  the  problems  comes  a
definite  advantage,  for  the  above  NFB  network  modification  also  sig-
nificantly improves the output DC offset performance.

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The small signal stages

Offset and match: the DC precision issue

The  same  components  that  dominate  amplifier  noise  performance  also
determine the output DC offset; if R9 is reduced to minimise the source
resistance seen by TR3, then the value of R8 is scaled to preserve the same
closed-loop  gain,  and  this  reduces  the  voltage  drops  caused  by  input
transistor base currents.

Most  of  my  amplifier  designs  have  assumed  that  a  +/–50 mV  output  DC
offset  is  acceptable.  This  allows  DC  trimpots,  offset  servos,  etc.  to  be
gratefully  dispensed  with.  However,  it  is  not  in  my  nature  to  leave  well
enough alone, and it could be argued that +/–50 mV is on the high side for
a  top-flight  amplifier.  I  have  therefore  reduced  this  range  as  much  as
possible without resorting to a servo; the required changes have already
been made when the NFB network was reduced in impedance to minimise
Johnson noise. (See page 85.)

With the usual range of component values, the DC offset is determined not
so much by input transistor Vbe mismatch, which tends to be only 5 mV or
so,  but  more  by  a  second  mechanism  –  imbalance  in  beta.  This  causes
imbalance of the base currents (Ib) drawn thorough input bias resistor R1
and feedback resistor R8, and the cancellation of the voltage-drops across
these components is therefore compromised.

A  third  source  of  DC  offset  is  non-ideal  matching  of  input  degeneration
resistors R2, R3. Here they are 100 !, with 300 mV dropped across each, so
two 1% components at opposite ends of their tolerance bands could give
a maximum offset of 6 mV. In practice this is most unlikely, and the error
from this source will probably not exceed 2 mV.

There are several ways to reduce DC offset. Firstly, low-power amplifiers
with  a  single  output  pair  must  be  run  from  modest  HT  rails  and  so  the
requirement  for  high-Vce  input  transistors  can  be  relaxed.  This  allows
higher beta devices to be used, directly reducing Ib. The 2SA970 devices
used in this design have a beta range of 350–700, compared with 100 or
less for MPSA06/56. Note the pinout is not the same.

On  page  85,  we  reduced  the  impedance  of  the  feedback  network  by  a
factor of 4.5, and the offset component due to Ib imbalance is reduced by
the same ratio. We might therefore hope to keep the DC output offset for
the  improved  amplifier  to  within  +/–15 mV  without  trimming  or  servos.
Using high-beta input devices, the Ib errors did not exceed +/–15 mV for
ten  sample  pairs  (not all  from  the  same  batch)  and  only  three  pairs
exceeded  +/–10 mV.  Ib  errors  are  now  reduced  to  the  same  order  of
magnitude  as  Vbe  mismatches,  and  so  no  great  improvement  can  be
expected from further reduction of circuit resistances. Drift over time was
measured  at  less  than  1 mV,  and  this  seems  to  be  entirely  a  function  of
temperature equality in the input pair.

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