Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The small signal stages

VAS distortion

VAS  distortion  arises  from  the  fact  that  the  transfer  characteristic  of  a
common-emitter  amplifier  is  curved,  being  a  small  portion  of  an
exponential

[7]

.  This  characteristic  generates  predominantly  second-har-

monic distortion, which in a closed-loop amplifier will increase at 6 dB/
octave with frequency.

VAS distortion does not get worse for more powerful amplifiers as the stage
traverses a constant proportion of its characteristic as the supply-rails are
increased.  This  is  not  true  of  the  input  stage;  increasing  output  swing
increases the demands on the transconductance amp as the current to drive
Cdom  increases.  The  increased  Vce  of  the  input  devices  does  not
measurably affect their linearity.

It is ironic that VAS distortion only becomes clearly visible when the input
pair  is  excessively  degenerated  –  a  pious  intention  to  linearise  before
applying  feedback can  in  fact  make  the  closed-loop  distortion  worse  by
reducing  the  open-loop  gain  and  hence  the  NFB  factor  available  to
linearise the VAS. In a real (non-model) amplifier with a distortive output
stage the deterioration will be worse.

Linearising the VAS: active load techniques

As described in Chapter 3, it is important that the local open-loop gain of
the VAS (that existing inside the local feedback loop closed by Cdom) be
high, so that the VAS can be linearised, and therefore a simple resistive load
is unusable.

Increasing the value of Rc will decrease the collector current of the VAS
transistor, reducing its transconductance and getting you back where you
started in terms of voltage gain.

One  way  to  ensure  enough  local  loop  gain  is  to  use  an  active  load  to
increase the effective collector impedance at TR4 and thus increase the raw
voltage  gain;  either  bootstrapping  or  a  current-source  will  do  this

95

Figure 4.18

Conceptual SPICE
model of differential
input stage (G) and
VAS (F). The current in F
is Beta times the current
in VA

Audio Power Amplifier Design Handbook

effectively, though the current source is perhaps more dependable, and is
the usual choice for hi-fi or professional amplifiers. The Bootstrap promises
more o/p swing, as the collector of TR4 can in theory soar like a lark above
the V+ rail; under some circumstances this can be the overriding concern,
and  bootstrapping  is  alive  and  well  in  applications  such  as  automotive
power-amps  that  must  make  the  best  possible  use  of  a  restricted  supply
voltage

[8]

.

Both active-load techniques have another important role; ensuring that the
VAS stage can source enough current to properly drive the upper half of the
output stage in a positive direction, right up to the rail. If the VAS collector
load was a simple resistor to +V, then this capability would certainly be
lacking.

It  may  not  be  immediately  obvious  how  to  check  that  impedance-
enhancing measures are working properly, but it is actually fairly simple.
The VAS collector impedance can be determined by the simple expedient
of shunting the VAS collector to ground with decreasing resistance until the
open-loop  gain  reading  falls  by  6 dB,  indicating  that  the  collector
impedance is equal to the current value of the test resistor.

The popular current source version is shown in Figure 4.17a. This works
well,  though  the  collector  impedance  is  limited  by  the  effective  output
resistance  Ro  of  the  VAS  and  the  current  source  transistors

[9]

,  which  is

another way of saying that the improvement is limited by Early effect.

It  is  often  stated  that  this  topology  provides  current-drive  to  the  output
stage; this is only partly true. It is important to realise that once the local
NFB  loop  has  been  closed  by  adding  Cdom  the  impedance  at  the  VAS
output falls at 6 dB/octave for frequencies above P1. With typical values the
impedance  is  only  a  few  k! –  at  10 kHz,  and  this  hardly  qualifies  as
current-drive at all.

Collector-load bootstrapping (Figure 4.17b) works in most respects as well
as  a  current  source  load,  for  all  its  old-fashioned  look.  Conventional
capacitor bootstrapping has been criticised for prolonging recovery from
clipping;  I  have  no  evidence  to  offer  on  this  myself,  but  one  subtle
drawback definitely does exist – with bootstrapping the LF open-loop gain
is  dependent  on  amplifier  output  loading.  The  effectiveness  of  boot-
strapping depends crucially on the output stage gain being unity or very
close to it; however the presence of the output-transistor emitter resistors
means that there will be a load-dependant gain loss in the output stage,
which in turn significantly alters the amount by which the VAS collector
impedance  is  increased;  hence  the  LF  feedback  factor  is  dynamically
altered by the impedance characteristics of the loudspeaker load and the
spectral distribution of the source material. This has a special significance
if the load is an audiophile speaker that may have impedance dips down
to  2 !,  in  which  case  the  gain  loss  is  serious.  If  anyone  needs  a  new

96

The small signal stages

audio-impairment mechanism to fret about, then I humbly offer this one in
the confident belief that its effects, while measurable, are not of audible
significance.  Possibly  this  is  a  more  convincing  reason  for  avoiding
bootstrapping than alleged difficulties with recovery from clipping.

Another drawback of bootstrapping is that the standing DC current through
the VAS, and hence the bias generator, varies with rail voltage. Setting and
maintaining the quiescent conditions is quite difficult enough already, so an
extra source of possible variation is decidedly unwelcome.

A less well-known but more dependable form of bootstrapping is available
if the amplifier incorporates a unity-gain buffer between the VAS collector
and the output stage; this is shown in Figure 4.17f, where Rc is the collector
load,  defining  the  VAS  collector  current  by  establishing  the  Vbe  of  the
buffer  transistor  across  itself.  This  is  constant,  and  Rc  is  therefore
bootstrapped and appears to the VAS collector as a constant-current source.
In this sort of topology a VAS current of 3 mA is quite sufficient, compared
with the 6 mA standing current in the buffer stage. The VAS would in fact
work well with lower collector currents down to 1 mA, but this tends to
compromise  linearity  at  the  high-frequency,  high-voltage  corner  of  the
operating  envelope,  as  the  VAS  collector  current  is  the  only  source  for
driving current into Cdom.

VAS enhancements

Figure  4.15  shows  VAS  distortion  only,  clearly  indicating  the  need  for
further improvement over that given inherently by Cdom if our amplifier is
to  be  as  good  as  possible.  The  virtuous  approach  might  be  to  try  to
straighten out the curved VAS characteristic, but in practice the simplest
method  is  to  increase  the  amount  of  local negative  feedback  through
Cdom. Equation 1 in Chapter 3 shows that the LF gain (i.e. the gain before
Cdom is connected) is the product of input stage transconductance, TR4
beta and the collector impedance Rc. The last two factors represent the VAS
gain  and  therefore  the  amount  of  local  NFB  can  be  augmented  by
increasing either. Note that so long as the value of Cdom remains the same,
the  global  feedback  factor  at  HF  is  unchanged  and  so  stability  is  not
affected.

The effective beta of the VAS can be substantially increased by replacing
the VAS transistor with a Darlington, or in other words putting an emitter-
follower  before  it  (Figure  4.17c).  Adding  an  extra  stage  to  a  feedback
amplifier always requires thought, because if significant additional phase-
shift is introduced, the global loop stability can suffer. In this case the new
stage  is  inside  the  Cdom  Miller-loop  and  so  there  is  little  likelihood  of
trouble  from  this.  The  function  of  such  an  emitter-follower  is  sometimes
described as buffering the input stage from the VAS but its true function is
linearisation by enhancement of local NFB through Cdom.

97

Audio Power Amplifier Design Handbook

Alternatively the VAS collector impedance can be increased to get more
local gain. This is straightforwardly done with a cascode configuration –
(see Figure 4.17d) but it should be said at once that the technique is only
really useful when the VAS is not directly driving a markedly non-linear
impedance  . . .  such  as  that  at  the  input  of  a  Class-B  output  stage.
Otherwise  this  non-linear  loading  renders  it  largely  a  cosmetic  feature.
Assuming for the moment that this problem is dealt with, either by use of
a Class-A output or by VAS-buffering, the drop in distortion is dramatic, as
for the beta-enhancement method. The gain increase is ultimately limited
by  Early  effect  in  the  cascode  and  current-source  transistors,  and  more
seriously by the loading effect of the next stage, but it is of the order of 10
times and gives a useful effect. This is shown by curves A, B in Figure 4.19,
where  once  more  the  input  stage  of  a  model  amplifier  has  been  over-
degenerated  with  100 ! emitter  resistors  to  bring  out  the  VAS  distortion
more clearly. Note that in both cases the slope of the distortion increase is
6 dB/octave.  Curve  C  shows  the  result  when  a  standard  undegenerated
input pair is combined with the cascoded VAS; the distortion is submerged
in the noise floor for most of the audio band, being well below 0.001%. I
think this justifies my contention that input-stage and VAS distortions need
not be problems; we have all but eliminated Distortions 1 and 2 from the
list of eight in Chapter 3.

Using a cascode transistor also allows the use of a high-beta transistor for
the VAS; these typically have a limited Vceo that cannot withstand the high
rail voltages of a high-power amplifier. There is a small loss of available
voltage  swing,  but  only  about  300 mV,  which  is  usually  tolerable.
Experiment  shows  that  there  is  nothing  to  be  gained  by  cascoding  the
current-source collector load.

A  cascode  topology  is  often  used  to  improve  frequency  response,  by
isolating the upper collector from the Cbc of the lower transistor. In this
case  the  frequency  response  is  deliberately  defined  by  Cdom,  so  this
appears irrelevant, but in fact it is advantageous that Cbc – which carries

98

Figure 4.19

Showing the reduction
of VAS distortion
possible by
cascoding. The results
from adding an
emitter-follower to the
VAS, as an alternative
method of increasing
local VAS feedback,
are very similar

The small signal stages

the  double  demerit  of  being  unpredictable  and  signal-dependent  –  is
rendered  harmless.  Thus  compensation  is  determined  only  by  a  well-
defined passive component.

It is hard to say which technique is preferable; the beta-enhancing emitter-
follower circuit is slightly simpler than the cascode version, which requires
extra bias components, but the cost difference is tiny. When wrestling with
these kind of financial decisions it is as well to remember that the cost of
a  small-signal  transistor  is  often  less  than  a  fiftieth  of  that  of  an  output
device,  and  the  entire  small-signal  section  of  an  amplifier  usually
represents  less  than  1%  of  the total cost, when heavy  metal such  as the
mains transformer and heatsinks are included.

Note that although the two VAS-linearising approaches look very different,
the basic strategy of increased local feedback is the same. Either method,
properly applied, will linearise a VAS into invisibility.

99

The importance of voltage drive

As  explained  above,  it  is  fundamental  to  linear  VAS  operation  that  the
collector impedance is high, and not subject to external perturbations. Thus
a Class-B output stage, with large input impedance variations around the
crossover point, is about the worst thing you could connect to it, and it is
a tribute to the general robustness of the standard amplifier configuration
that  it  can  handle  this  internal  unpleasantness  gracefully,  100 W/8 !
distortion  typically  degrading  only  from  0.0008%  to  0.0017%  at  1 kHz,
assuming  that  the  avoidable  distortions  have  been  eliminated.  Note
however  that  the  effect  becomes  greater  as  the  global  feedback-factor  is
reduced.  There  is  little  deterioration  at  HF,  where  other  distortions
dominate. To the best of my knowledge I first demonstrated this in reference
10; if I am wrong then I have no doubt I shall soon hear about it.

The  VAS  buffer  is  most  useful  when  LF  distortion  is  already  low,  as  it
removes  Distortion  4,  which  is  (or  should  be)  only  visible  when  grosser
non-linearities have been seen to. Two equally effective ways of buffering
are shown in Figure 4.17e and f.

There  are  other  potential  benefits  to  VAS  buffering.  The  effect  of  beta
mismatches in the output stage halves is minimised

[11]

. Voltage drive also

promises the highest fT from the output devices, and therefore potentially
greater stability, though I have no data of my own to offer on this point. It
is right and proper to feel trepidation about inserting another stage in an
amplifier  with  global  feedback,  but  since  this  is  an  emitter-follower  its
phase-shift is minimal and it works well in practice.

If we have a VAS buffer then, providing we put it the right way up we can
implement  a  form  of  DC-coupled  bootstrapping  that  is  electrically  very
similar  to  providing  the  VAS  with  a  separate  current-source.  (See  Figure
4.17f.)