Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

The use of a buffer is essential if a VAS cascode is to do some good. Figure
4.20  shows  before/after  distortion  for  a  full-scale  power  amplifier  with
cascode VAS driving 100 W into 8 !.

The balanced VAS

When we are exhorted to make the amplifier linear before adding negative
feedback one of the few specific recommendations made is usually the use
of  a  balanced  VAS  –  sometimes  combined  with  a  double  input  stage
consisting of two differential amplifiers, one complementary to the other.
The latter seems to have little to recommend it, as you cannot balance a
stage that is already balanced, but a balanced (and, by implication, more
linear) VAS has its attractions. However, as explained above, the distortion
contribution  from  a  properly-designed  VAS  is  negligible  under  most
circumstances, and therefore there seems to be little to be gained.

Two  possible  versions  are  shown  in  Figure  4.21;  Type  1  gives  approx-
imately 10 dB more o/l gain than the standard, but this naturally requires an
increase in Cdom if the same stability margins are to be maintained. In a
model amplifier, any improvement in linearity can be wholly explained by
this  o/l  gain  increase,  so  this  seems  (not  unexpectedly)  an  unpromising
approach. Also, as Linsley-Hood has pointed out

[12]

, the standing current

through the bias generator is ill-defined compared with the usual current-
source  VAS;  similarly  the  balance  of  the  input  pair  is  likely  to  be  poor
compared with the current-mirror version. A further difficulty is that there
are now two signal paths from the input stage to the VAS output, and it is
difficult to ensure that these have the same bandwidth; if they do not then
a pole-zero doublet is generated in the open-loop gain characteristic that
will markedly increase settling-time after a transient. This seems likely to
apply to all balanced VAS configurations.

100

Figure 4.20

The beneficial effect
of using a VAS-buffer
in a full-scale Class-B
amplifier. Note that
the distortion needs to
be low already for the
benefit to be
significant

The small signal stages

Type  2  is  attributed  by  Borbely  to  Lender

[13]

.  Figure  4.21  shows  one

version, with a quasi-balanced drive to the VAS transistor, via both base and
emitter. This configuration does not give good balance of the input pair, as
this is at the mercy of the tolerances of R2, R3, the Vbe of the VAS, and so
on.  Borbely  has  advocated  using  two  complementary  versions  of  this,
giving  Type  3,  but  it  is  not  clear  that  this  in  any  way  overcomes  the
objections above, and the increase in complexity is significant.

This can be only a brief examination of balanced VAS stages; many config-
urations are possible, and a comprehensive study of them all would be a
major undertaking. All seem to be open to the objection that the vital balance
of the input pair is not guaranteed, and that the current through the bias
generator is not well-defined. However one advantage would seem to be the
potential for sourcing and sinking large currents into Cdom, which might
improve the ultimate slew-rate and HF linearity of a very fast amplifier.

The VAS and manipulating open-loop bandwidth

Acute marketing men will by now have realised that reducing the LF o/l
gain, leaving HF gain unchanged, must move the P1 frequency upwards, as
shown in Figure 4.22 Open-loop gain is held constant up to 2 kHz sounds

101

Figure 4.21

Two kinds of balanced
VAS: Type 1 gives
more open-loop gain,
but no better open-loop
linearity. Type 2 – the
circuit originated by
Lender

Audio Power Amplifier Design Handbook

so  much  better  than  the  open-loop  bandwidth  is  restricted  to  20 Hz
although  these  two  statements  could  describe  near-identical  amplifiers,
except that the first has plenty of open-loop gain at LF while the second has
even more than that. Both amplifiers have the same feedback factor at HF,
where the amount available has a direct effect on distortion performance,
and  could  easily  have  the  same  slew-rate.  Nonetheless  the  second
amplifier somehow reads as sluggish and indolent, even when the truth of
the matter is known.

It  therefore  follows  that  reducing  the  LF  o/l  gain  may  be  of  interest  to
commercial  practitioners.  Low  values  of  open-loop  gain  also  have  their
place in the dogma of the subjectivist, and the best way to bring about this
state of affairs is worth examining, always bearing in mind that:

1 there is no engineering justification for it,
2 reducing the NFB factor will reveal more of the output stage distortion;

since  in  general  NFB  is  the  only  weapon  we  have  to  deal  with  this,
blunting its edge seems ill-advised.

It is of course simple to reduce o/l gain by degenerating the input pair, but this
diminishes it at HF as well as LF. To alter it at LF only it is necessary to tackle
the VAS instead, and Figure 4.23 shows two ways to reduce its gain. Figure
4.23a reduces gain by reducing the value of the collector impedance, having
previously raised it with the use of a current-source collector load. This ain’t
no  way  to  treat  a  gain  stage;  loading  resistors  low  enough  to  have  a
significant effect cause unwanted current variations in the VAS as well as
shunting its high collector impedance, and serious LF distortion appears.
While this sort of practice has been advocated in the past

[14]

, it seems to have

nothing to recommend it as it degrades VAS linearity at the same time as
syphoning  off  the  feedback  that  would  try  to  minimise  the  harm.  Figure
4.23b also reduces overall o/l gain, but by adding a frequency-insensitive
component to the local shunt feedback around the VAS. The value of R

NFB

is

too  high  to  load  the  collector  significantly  and  therefore  the  full  gain  is
available for local feedback at LF, even before Cdom comes into action.

102

Figure 4.22

Showing how
dominant-pole
frequency P1 can be
altered by changing
the LF open-loop gain;
the gain at HF, which
determines Nyquist
stability and HF
distortion, is unaffected

The small signal stages

Figure 4.24 shows the effect on the open-loop gain of a model amplifier for
several values of R

NFB

; this plot is in the format described in Chapter 3, where

error-voltage is plotted rather than gain directly, and so the curve once more
appears upside down compared with the usual presentation. Note that the
dominant-pole  frequency  is  increased  from  800 Hz  to  above  20 kHz  by
using  a  220k  value  for  R

NFB

;  however  the  gain  at  higher  frequencies  is

103

Figure 4.23

Two ways to reduce
o/l gain:

a by simply loading

down the collector.
This is a cruel way
to treat a VAS;
current variations
cause extra
distortion

b local NFB with a

resistor in parallel
with Cdom. This
looks crude, but
actually works very
well

Figure 4.24

The result of VAS
gain-reduction by
local feedback; the
dominant pole
frequency is
increased from about
800 Hz to about
20 kHz, with high-
frequency gain hardly
affected

Audio Power Amplifier Design Handbook

unaffected and so is the stability. Although the amount of feedback available
at  1 kHz  has  been  decreased  by  nearly  20 dB,  the  distortion  at  +16 dBu
output  is  only  increased  from  less  than  0.001  to  0.0013%;  most  of  this
reading is due to noise.

In contrast, reducing the open-loop gain even by 10 dB by loading the VAS
collector  to  ground  requires  a  load  of  4k7,  which  under  the  same
conditions yields distortion of more than 0.01%.

Manipulating open-loop bandwidth

If  the  value  of  R

NFB

required  falls  below  about  100K,  then  the  standing

current flowing through it can become large enough to upset the amplifier
operating conditions (Figure 4.23b). This is revealed by a rise in distortion
above that expected from reducing the feedback factor, as the input stage
becomes unbalanced as a result of the global feedback straightening things
up. This effect can be simply prevented by putting a suitably large capacitor
in series with R

NFB

. A 2µ2 non-electrolytic works well, and does not cause

any strange response effects at low frequencies.

An unwelcome consequence of reducing the global negative feedback is
that power-supply rejection is impaired (see page 252). To prevent negative
supply-rail ripple reaching the output it is necessary to increase the filtering
of the V-rail that powers the input stage and the VAS. Since the voltage drop
in an RC filter so used detracts directly from the output voltage swing, there
are severe restrictions on the highest resistor value that can be tolerated.
The  only  direction  left  to  go  is  increasing  C,  but  this  is  also  subject  to
limitations as it must withstand the full supply voltage and rapidly becomes
a bulky and expensive item.

That  describes  the  ‘brawn’  approach  to  improving  PSRR.  The  ‘brains’
method  is  to  use  the  input  cascode  compensation  scheme  described  on
page 248. This solves the problem by eliminating the change of reference
at the VAS, and works extremely well with no compromise on HF stability.
No filtering at all is now required for the V-supply rail – it can feed the input
stage and VAS directly.

Conclusions

Hopefully the first half of this chapter has shown that input stage design is
not something to be taken lightly if low noise, low distortion, and low offset
are desired. A good design choice even for very high quality requirements
is a constant-gm-degenerated input pair with a degenerated current-mirror;
the extra cost of the mirror will be trivial.

The latter half of this chapter showed how the strenuous efforts of the input
circuitry can be best exploited by the voltage-amplifier stage following it. At
first it appears axiomatic that the stage providing all the voltage gain of an

104