Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The small signal stages

amplifier, at the full voltage swing, is the prime suspect for generating a
major part of its non-linearity. In actual fact, this is unlikely to be true, and
if we select for an amplifier a cascode VAS with current-source collector-
load and buffer it from the output stage, or use a beta-enhancer in the VAS,
the second of our eight distortions is usually negligible.

References

1. Gray  and  Meyer  Analysis  and  Design  of  Analog  Integrated  Circuits

Wiley 1984, p. 172 (exponential law of singleton).

2. Gray and Meyer ibid, p. 194 (tanh law of simple pair).
3. Self Sound Mosfet Design Electronics and Wireless World, Sept 1990,

p. 760 (varying input balance with R2).

4. Gray and Meyer ibid, p. 256 (tanh law of current-mirror pair).
5. Feucht  Handbook  of  Analog  Circuit  Design Academic  Press  1990,

p. 432 (Cross-quad).

6. Quinn IEEE International Solid-State Circuits Conference, THPM 14.5,

p. 188 (Cascomp).

7. Gray  and  Meyer  Analysis  and  Design  of  Analog  Integrated  Circuits

Wiley 1984, p. 251 (VAS transfer characteristic).

8. Antognetti (Ed) Power Integrated Circuits McGraw-Hill 1986 (see page

201).

9. Gray  and  Meyer  Analysis  and  Design  of  Analog  Integrated  Circuits

Wiley 1984, p. 252 (Rco limit on VAS gain).

10. Self Sound Mosfet Design Electronics and Wireless World Sept 1990,

p. 760.

11. Oliver Distortion In Complementary-Pair Class-B Amplifiers Hewlett-

Packard Journal, Feb 1971, p. 11.

12. Linsley-Hood, J Solid State Audio Power – 3 Electronics and Wireless

World, Jan 1990, p. 16.

13. Borbely A 60 W MOSFET Power Amplifier The Audio Amateur, Issue 2,

1982, p. 9.

14. Hefley High Fidelity, Low Feedback, 200 W Electronics and Wireless

World, June 92 p. 454.

105

5

The output stage I

Classes and devices

The  almost  universal  choice  in  semiconductor  power  amplifiers  is  for  a
unity-gain output stage, and specifically a voltage-follower. Output stages
with gain are not unknown – see Mann

[1]

for a design with ten times gain

in the output section – but they have significantly failed to win popularity.
Most people feel that controlling distortion while handling large currents is
quite hard enough without trying to generate gain at the same time.

In examining the small-signal stages, we have so far only needed to deal
with  one  kind  of  distortion  at  a  time,  due  to  the  monotonic  transfer
characteristics of such stages, which usually (but not invariably

[2]

) work in

Class A. Economic and thermal realities mean that most output stages are
Class  B,  and  so  we  must  now  also  consider  crossover  distortion,  (which
remains the thorniest problem in power amplifier design) and HF switchoff
effects.

We must also decide what kind of active device is to be used; JFETs offer
few if any advantages in the small-current stages, but power FETS in the
output appear to be a real possibility, providing that the extra cost proves to
bring with it some tangible benefits.

The most fundamental factor in determining output-stage distortion is the
Class of operation. Apart from its inherent inefficiency, Class-A is the ideal
operating mode, because there can be no crossover or switchoff distortion.
However, of those designs which have been published or reviewed, it is
notable  that  the  large-signal  distortion  produced  is  still  significant.  This
looks like an opportunity lost, as of the distortions enumerated in Chapter
3, we now only have to deal with Distortion 1 (input-stage), Distortion 2
(VAS), and distortion 3 (output-stage large-signal non-linearity). Distortions
4, 5, 6 and 7, as mentioned earlier, are direct results of Class-B operation

106

The output stage I

and therefore can be thankfully disregarded in a Class-A design. However,
Class-B is overwhelmingly of the greater importance, and is therefore dealt
with in detail below.

Class B is subject to much misunderstanding. It is often said that a pair of
output transistors operated without any bias are working in Class-B, and
therefore generate severe crossover distortion. In fact, with no bias each
output  device  is  operating  for  slightly  less  than  half  the  time,  and  the
question  arises  as  to  whether  it  would  not  be  more  accurate  to  call  this
Class-C and reserve Class-B for that condition of quiescent current which
eliminates, or rather minimises, the crossover artefacts.

There is a further complication; it is not generally appreciated that moving
into what is usually called Class-AB, by increasing the quiescent current,
does not make things better. In fact, if the output power is above the level
at  which  Class-A  operation  can  be  sustained,  the  THD  reading  will
certainly increase as the bias control is advanced. This is due to what is
usually called gm-doubling (i.e. the voltage-gain increase caused by both
devices  conducting  simultaneously  in  the  centre  of  the  output-voltage
range,  that  is,  in  the  Class-A  region)  putting  edges  into  the  distortion
residual that generate high-order harmonics much as under-biasing does.
This  vital  fact  seems  almost  unknown,  presumably  because  the  gm-
doubling distortion is at a relatively low level and is completely obscured
in most amplifiers by other distortions.

This phenomenon is demonstrated in Figure 5.1a, b and c, which shows
spectrum analysis of the distortion residuals for under-biasing, optimal, and
over-biasing  of  a  150 W/8 ! amplifier  at  1 kHz.  As  before,  all  non-
linearities  except  the  unavoidable  Distortion  3  (output  stage)  have  been
effectively  eliminated.  The  over-biased  case  had  its  quiescent  current
increased until the gm-doubling edges in the residual had an approximately
50:50 mark/space ratio, and so was in Class-A about half the time, which
represents  a  rather  generous  amount  of  quiescent  current  for  Class-AB.
Nonetheless,  the  higher-order  odd  harmonics  in  Figure  5.1c  are  at  least
10 dB greater in amplitude than those for the optimal Class-B case, and the
third harmonic is actually higher than for the under-biased case as well.
However the under-biased amplifier, generating the familiar sharp spikes
on the residual, has a generally greater level of high-order odd harmonics
above the fifth; about 8 dB higher than the AB case.

Since high-order odd harmonics are generally considered to be the most
unpleasant, there seems to be a clear case for avoiding Class-AB altogether,
as it will always be less efficient and generate more high-order distortion
than  the  equivalent  Class-B  circuit  as  soon  as  it  leaves  Class-A.  Class
distinction seems to resolve itself into a binary choice between A or B.

It  must  be  emphasised  that  these  effects  are  only  visible  in  an  amplifier
where  the  other  forms  of  distortion  have  been  properly  minimised.  The

107

Audio Power Amplifier Design Handbook

108

Figure 5.1

Spectrum analysis of
Class-B and AB
distortion residual

The output stage I

RMS  THD  reading  for  Figure  5.1a  was  0.00151%,  for  Figure  5.1b
0.00103%, and for Figure 5.1c 0.00153%. The tests were repeated at the
40 W power level with very similar results. The spike just below 16 kHz is
interference from the testgear VDU.

This is complex enough, but there are other and deeper subtleties in Class-
B, which are dealt with below.

The distortions of the output

I have called the distortion produced directly by the output stage Distortion
3  (see  page  64)  and  this  can  now  be  subdivided  into  3  categories.
Distortion 3a describes the large-signal distortion that is produced by both
Class-A and B, ultimately because of the large current swings in the active
devices; in bipolars, but not FETs, large collector currents reduce the beta,
leading to drooping gain at large output excursions. I shall use the term LSN
for  Large-Signal  Non-linearity,  as  opposed  to  crossover  and  switchoff
phenomena that cause trouble at all output levels.

These other two contributions to Distortion 3 are associated with Class-B
and AB only; Distortion 3b is classic crossover distortion, resulting from the
non-conjugate nature of the output characteristics, and is essentially non-
frequency  dependent.  In  contrast,  Distortion  3c  is  switchoff  distortion,
generated by the output devices failing to turn off quickly and cleanly at
high frequencies, and is very strongly frequency-dependent. It is sometimes
called  switching  distortion,  but  this  allows  room  for  confusion,  as  some
writers use switching distortion to cover crossover distortion as well; hence
I  have  used  the  term  switchoff  distortion to  refer  specifically  to  charge-
storage turn-off troubles. Since Class-B is almost universal, and introduces
all three kinds of non-linearity, we will concentrate on this.

Harmonic generation by crossover distortion

The usual non-linear distortions generate most of their unwanted energy in
low-order  harmonics  that  NFB  can  deal  with  effectively.  However,
crossover and switching distortions that warp only a small part of the output
swing tend to push energy into high-order harmonics, and this important
process is demonstrated here, by Fourier analysis of a SPICE waveform.

Taking  a  sinewave  fundamental,  and  treating  the  distortion  as  an  added
error signal E, let the ratio WR describe the proportion of the cycle where
E is non-zero. If this error is a triangle-wave extending over the whole cycle
(WR  =  1)  this  would  represent  large-signal  nonlinearity,  and  Figure  5.2
shows  that  most  of  the  harmonic  energy  goes  into  the  third  and  fifth
harmonics;  the  even  harmonics  are  all  zero  due  to  the  symmetry  of  the
waveform.

109