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Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure  5.3  shows  how  the  situation  is  made  more  like  crossover  or
switching distortion by squeezing the triangular error into the centre of the
cycle so that its value is zero elsewhere; now E is non-zero for only half the
cycle (denoted by WR = 0.5) and Figure 5.2 shows that the even harmonics
are no longer absent. As WR is further decreased, the energy is pushed into
higher-order harmonics, the amplitude of the lower falling.

The high harmonics have roughly equal amplitude, spectrum analysis (see
Figure 5.1, page 108) confirming that even in a Blameless amplifier driven
at 1 kHz, harmonics are freely generated from the seventh to the nineteenth
at  an  equal  level  to  a  dB  or  so.  The  nineteenth  harmonic  is  only  10 dB
below the third.

Thus, in an amplifier with crossover distortion, the order of the harmonics
will decrease as signal amplitude reduces, and WR increases; their lower

110

Figure 5.2

The amplitude of each
harmonic changes with
WR; as the error
waveform gets
narrower, energy is
transferred to the
higher harmonics

Figure 5.3

Diagram of the error
waveform E for some
values of WR

The output stage I

frequencies allow them to be better corrected by the frequency-dependant
NFB.  This  effect  seems  to  work  against the  commonly  assumed  rise  of
percentage crossover distortion as level is reduced.

Comparing output stages

One  of  my  aims  in  this  book  is  to  show  how  to  isolate  each  source  of
distortion  so  that  it  can  be  studied,  (and  hopefully  reduced)  with  a
minimum of confusion and perplexity. When investigating output behav-
iour, it is perfectly practical to drive output stages open-loop, providing the
driving  source-impedance  is  properly  specified;  this  is  difficult  with  a
conventional  amplifier,  as  it  means  the  output  must  be  driven  from  a
frequency-dependant impedance simulating that at the VAS collector, with
some sort of feedback mechanism incorporated to keep the drive voltage
constant.

However,  if  the  VAS  is  buffered  from  the  output  stage  by  some  form  of
emitter-follower, as advocated on page 99, it makes things much simpler, a
straightforward  low-impedance  source  (e.g.  50 !)  providing  a  good
approximation of conditions in a VAS-buffered closed-loop amplifier. The
VAS-buffer makes the system more designable by eliminating two variables
– the VAS collector impedance at LF, and the frequency at which it starts to
decrease due to local feedback through Cdom. This markedly simplifies the
study of output stage behaviour.

The large-signal linearity of various kinds of open-loop output stage with
typical  values  are  shown  in  Figures  5.6–5.16.  These  diagrams  were  all
generated by SPICE simulation, and are plotted as incremental output gain
against  output  voltage,  with  the  load  resistance  stepped  from  16  to  2 !,
which I hope is the lowest impedance that feckless loudspeaker designers
will throw at us. They have come to be known as wingspread diagrams,
from their vaguely birdlike appearance. The power devices are MJ802 and
MJ4502, which are more complementary than many so-called pairs, and
minimise distracting large-signal asymmetry. The quiescent conditions are
in  each  case  set  to  minimise  the  peak  deviations  of  gain  around  the
crossover point for 8 ! loading; for the moment it is assumed that you can
set this accurately and keep it where you want it. The difficulties in actually
doing this will be examined later.

If we confine ourselves to the most straightforward output stages, there are
at  least  16  distinct  configurations,  without  including  error-correcting

[3]

,

current-dumping

[4]

, or Blomley

[5]

types. These are:

Emitter-Follower

3 types

Figure 5.4

Complementary Feedback Pair

1 type

Figure 5.5

Quasi-Complementary

2 types

Figure 5.5

Output Triples

At least 7 types

Figure 5.6

Power FET

3 types

Chapter 11

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Audio Power Amplifier Design Handbook

The emitter-follower output

Three  versions  of  the  most  common  type  of  output  stage  are  shown  in
Figure 5.4; this is the double-emitter-follower, where the first follower acts
as driver to the second (output) device. I have deliberately called this an
Emitter-Follower (EF) rather than a Darlington configuration, as this latter
implies  an  integrated  device  that  includes  driver,  output,  and  assorted
emitter resistors in one ill-conceived package. As for all the circuitry here,
the  component  values  are  representative  of  real  practice.  Important
attributes of this topology are:

1 the input is transferred to the output via two base-emitter junctions in

series, with no local feedback around the stage (apart from the very local
100% voltage feedback that makes an emitter-follower what it is),

2 there are two dissimilar base-emitter junctions between the bias voltage

and  the  emitter  resistor  Re,  carrying  different  currents  and  at  different
temperatures. The bias generator must attempt to compensate for both at
once,  though  it  can  only  be  thermally-coupled  to  one.  The  output
devices have substantial thermal inertia, and so any thermal compensa-
tion can only be a time-average of the preceding conditions. Figure 5.4a
shows  the  most  prevalent  version  (Type  I)  which  has  its  driver  emitter
resistors connected to the output rail.

The Type II configuration in Figure 5.4b is at first sight merely a pointless
variation on Type I, but in fact it has a valuable extra property. The shared
driver emitter-resistor Rd, with no output-rail connection, allows the drivers
to reverse-bias the base-emitter junction of the output device being turned
off.  Assume  that  the  output  voltage  is  heading  downwards  through  the
crossover  region;  the  current  through  Re1  has  dropped  to  zero,  but  that
through Re2 is increasing, giving a voltage-drop across it, so TR4 base is
caused  to  go  more  negative  to  get  the  output  to  the  right  voltage.  This
negative excursion is coupled to TR3 base through Rd, and with the values
shown can reverse bias it by up to –0.5 V, increasing to –1.6 V with a 4 !
load. The speed-up capacitor Cs markedly improves this action, preventing
the charge-suckout rate being limited by the resistance of Rd. While the
Type I circuit has a similar voltage drop across Re2, the connection of the
mid-point of R1, R2 to the output rail prevents this from reaching TR3 base;
instead TR1 base is reverse-biased as the output moves negative, and since
charge-storage in the drivers is usually not a problem, this does little good.
In Type II the drivers are never reverse-biased, though they do turn off. The
important  issue  of  output  turn-off  and  switching  distortion  is  further
examined on page 153.

The Type III topology shown in Figure 5.4c maintains the drivers in Class-A
by connecting the driver Re’s to the opposite supply rail, rather than the
output rail. It is a common misconception

[6]

that Class-A drivers somehow

maintain better low-frequency control over the output devices, but I have
yet  to  locate  any  advantage  myself.  The  driver  dissipation  is  of  course

112

113

Figure 5.4

Three types of
Emitter-Follower
output stages

Audio Power Amplifier Design Handbook

substantially increased, and nothing seems to be gained at LF as far as the
output transistors are concerned, for in both Type I and Type II the drivers
are  still  conducting  at  the  moment  the  outputs  turn  off,  and  are  back  in
conduction before the outputs turn on, which would seem to be all that
matters.  Type  III  is  equally  good  as  Type  II  at  reverse-biasing  the  output
bases,  and  may  give  even  cleaner  HF  turn-off  as  the  carriers  are  being
swept from the bases by a higher resistance terminated in a higher voltage,
approximating  constant-current  drive;  this  remains  to  be  determined  by
experiment.

The large-signal linearity of these three versions is virtually identical – all
have the same feature of two base-emitter junctions in series between input
and load. The gain/output voltage plot is shown at Figure 5.7; with BJTs the
gain reduction with increasing loading is largely due to the Re’s. Note that
the crossover region appears as a relatively smooth wobble rather than a
jagged  shape.  Another  major  feature  is  the  gain-droop  at  high  output
voltages and low loads, and this gives us a clue that high collector currents
are the fundamental cause of this. A close-up of the crossover region gain
for 8 ! loading only is shown in Figure 5.8; note that no Vbias setting can
be found to give a constant or even monotonic gain; the double-dip and
central  gain  peak  are  characteristic  of  optimal  adjustment.  The  region
extends  over  an  output  range  of  about  +/–5 V,  independent  of  load
resistance.

The CFP output

The  other  major  type  of  bipolar  complementary  output  is  the  Com-
plementary Feedback Pair (hereinafter CFP) sometimes called the Sziklai-
Pair, seen in Figure 5.5a. There seems to be only one popular configuration,
though versions with gain are possible. The drivers are now placed so that
they compare the output voltage with that at the input. Thus wrapping the
outputs in a local NFB loop promises better linearity than emitter-follower
versions  with  100%  feedback  applied  separately  to  driver  and  output
transistors.

The CFP topology is generally considered to show better thermal stability
than the EF, because the Vbe of the output devices is inside the local NFB
loop,  and  only  the  driver  Vbe  affects  the  quiescent  conditions.  The  true
situation is rather more complex, and is explored in Chapter 12.

In  the  CFP  output,  like  the  EF,  the  drivers  are  conducting  whenever  the
outputs  are,  so  special  arrangements  to  keep  them  in  Class-A  seem
pointless. The CFP stage, like EF Type I, can only reverse-bias the driver
bases, and not the output bases, unless extra voltage rails outside the main
ones are provided.

The output gain plot is shown in Figure 5.9; Fourier analysis of this shows
that the CFP generates less than half the LSN of an emitter-follower stage.

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