Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

are the result of attending to all of the major sources of distortion, rather
than just one or two. I have at the time of writing personally built 12 models
of the CFP version, and performance showed little variation.

Here the closed-loop distortion is much greater than that produced by the
small-signal stages alone; however if the input pair is badly designed its HF
distortion can easily exceed that caused by the output stage.

Our  feedback-factor  here  is  a  minimum  of  70

× across  the  band  (being

much  higher  at  LF)  and  the  output  stages  examined  above  are  mostly
capable of less than 0.1% THD open-loop. It seems a combination of these
should  yield  a  closed  loop  distortion  at  least  70  times  better,  i.e.  below
0.001% from 10 Hz to 20 kHz. This happy outcome fails to materialise, and
we had better find out why . . .

Firstly, when an amplifier with a frequency-dependent NFB factor generates
distortion, the reduction is not that due to the NFB factor at the fundamental
frequency, but the amount available at the frequency of the harmonic in
question. A typical amplifier with o/l gain rolling-off at 6 dB/octave will be
half as effective at reducing fourth-harmonic distortion as it is at reducing
the second harmonic. LSN is largely third (and possibly second) harmonic,
and  so  NFB  will  deal with this effectively. However, both crossover and
switchoff  distortions  generate  high-order  harmonics  significant  up  to  at
least  the  nineteenth  and  these  receive  much  less  linearisation.  As  the
fundamental  moves  up  in  frequency  the  harmonics  do  too,  and  benefit
from even less feedback. This is the reason for the differentiated look to
many distortion residuals; higher harmonics are emphasised at the rate of
6 db/octave.

Here is a real example of the inability of NFB to cure all possible amplifier
ills.  To  reduce  this  HF  distortion  we  must  reduce  the  crossover  gain-
deviations  of  the  output  stage  before  closing  the  loop.  There  seems  no
obvious way to do this by minor modifications to any of the conventional
output stages; we can only optimise the quiescent current.

As I stated on page 33, Class AB is generally not a Good Thing, as it gives
more distortion than Class B, rather than less, and so will not help us. Figure
5.51 makes this very clear for the closed-loop case; Class-AB clearly gives
the worst performance. (As before, the AB quiescent was set for 50:50 m/s
ratio of the gm-doubling artefacts on the residual.)

160

Table 5.6
Summary of
closed-loop amp
performance

1 kHz

10 kHz

EF

0.0019%

0.013%

CFP

0.0008%

0.005%

Quasi Bax

0.0015%

0.015%

The output stage I

Conclusions

To summarise:

1 Class-AB is best avoided. Use pure Class-A or B, as AB will always have

more distortion than either,

2 FET outputs offer freedom from some BJT problems, but in general have

poorer linearity and cost more,

3 the distortion generated by a Blameless amplifier driving an 8 ! load is

almost wholly due to the effects of crossover and switching distortion.
This does not hold for 4 ! or lower loads, where third-harmonic on the
residual shows the presence of large-signal non-linearity, caused by beta-
loss at high output currents.

References

1. Mann The Texan 20+20 Watt Stereo Amplifier Practical Wireless, May

1972, p. 48 (Output stage with gain).

2. Takahashi  Design  and  Construction  of  High  Slew  Rate  Amplifiers

Preprint No. 1348 (A-4) for 60th AES Convention 1978 (Class-B small-
signal stages).

3. Hawksford  Distortion  Correction  in  Audio  Power  Amplifiers Journ.

Audio Eng. Soc. Jan/Feb 1981, p. 27 (Error-correction).

4. Walker,  P  Current-Dumping  Audio  Amplifier Wireless  World  1975,

pp. 560–562.

5. Blomley New Approach To Class-B Wireless World, Feb 1971, p. 57

and Mar 1971, pp. 127–131.

6. Otala An Audio  Power Amplifier  for  Ultimate  Quality  Requirements

IEEE Trans on Audio and Electroacoustics, Dec 1973, p. 548.

7. Lin, H Electronics, Sept 1956, pp. 173–175 (Quasi-comp).

161

Figure 5.51

Closed-loop CFP
amp. Setting
quiescent for Class
AB gives more HF
THD than either
Class A or B

Audio Power Amplifier Design Handbook

8. Baxandall, P Symmetry in Class B Letters, Wireless World Sept 1969,

p. 416 (Baxandall diode).

9. Gray  and  Meyer  Analysis  and  Design  of  Analog  Integrated  Circuits

Wiley 1984, p. 172.

10. Crecraft et al Electronics pub Chapman and Hall 1993, p. 538.
11. Oliver  Distortion  In  Complementary-Pair  Class-B  Amps Hewlett-

Packard Journal, Feb 1971, p. 11.

12. Blomley,  P  New  Approach  To  Class-B Wireless  World,  Feb  1971,

p. 57.

13. Alves, J Power Bandwidth Limitations in Audio Amplifiers IEEE Trans

on Broadcast and TV, March 1973, p. 79.

14. Baxandall, P Symmetry in Class B Letters, Wireless World Sept 1969,

p. 416 (Baxandall diode).

162

6

The output stage II

Distortion number 4: VAS loading distortion

Distortion 4 is that which results from the loading of the Voltage Amplifier
Stage (VAS) by the non-linear input impedance of a Class-B output stage.
This was looked at in Chapter 4 from the point of view of the VAS, where
it was shown that since the VAS provides all the voltage gain, its collector
impedance  tends  to  be  high.  This  renders  it  vulnerable  to  non-linear
loading unless it is buffered or otherwise protected.

The VAS is routinely (though usually unknowingly) linearised by applying
local negative-feedback via the dominant-pole Miller capacitor Cdom, and
this is a powerful argument against any other form of compensation. If VAS
distortion still adds significantly to the amplifier total, then the local open-
loop  gain  of  the  VAS  stage  can  be  raised  to  increase  the  local  feedback
factor. The obvious method is to raise the impedance at the VAS collector,
and so the gain, by cascoding. However, if this is done without buffering
the  output  stage  loading  will  render  the  cascoding  almost  completely
ineffective. Using a VAS-buffer eliminates this problem.

As explained in Chapter 4, the VAS collector impedance, while high at LF
compared with other circuit nodes, falls with frequency as soon as Cdom
takes effect, and so Distortion 4 is usually only visible at LF. It is also often
masked  by  the  increase  in  output  stage  distortion  above  dominant-pole
frequency P1 as the amount of global NFB reduces.

The fall in VAS impedance with frequency is demonstrated in Figure 6.1,
obtained  from  the  Spice  conceptual  model  in  Chapter  4,  with  values
appropriate  to  real  life.  The  LF  impedance  is  basically  that  of  the  VAS
collector resistance, but halves with each octave once P1 is reached. By
3 kHz  the  impedance  is  down  to  1 k!,  and  still  falling.  Nevertheless,  it
usually remains high enough for the input impedance of a Class-B output

163

Audio Power Amplifier Design Handbook

stage  to  significantly  degrade  linearity,  the  actual  effect  being  shown  in
Figure 6.2.

In Chapter 4 it was shown that as an alternative to cascoding, an effective
means of linearising the VAS is to add an emitter-follower within the VAS
local  feedback  loop,  increasing  the  local  NFB  factor  by  raising  effective
beta rather than the collector impedance. As well as good VAS linearity, this
establishes a much lower VAS collector impedance across the audio band,
and is much more resistant to Distortion 4 than the cascode version. VAS

164

Figure 6.1

Distortion 4; the
impedance at the VAS
collector falls at 6 dB/
octave with frequency

Figure 6.2

Distortion 4 in action;
the lower trace shows
the result of its
elimination by the use
of a VAS-buffer