Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The output stage II

buffering is not required, so this method has a lower component count. The
only drawback is a greater tendency to parasitic oscillation near negative
clipping, when used with a CFP output stage.

Figure 6.3 confirms that the input impedance of a conventional EF Type I
output stage is highly non-linear; the data is derived from a SPICE output
stage simulation with optimal Iq. Even with an undemanding 8 ! load, the
impedance varies by 10:1 over the output voltage swing. The Type II EF
output  (using  a  shared  drive  emitter  resistance)  has  a  50%  higher
impedance around crossover, but the variation ratio is rather greater. CFP
output stages have a more complex variation that includes a precipitous
drop to less than 20 k! around the crossover point. With all types under-
biasing produces additional sharp impedance changes at crossover.

Distortion number 5: rail decoupling distortion

Almost  all  amplifiers  have  some  form  of  rail  decoupling  apart  from  the
main reservoir capacitors; this is usually required to guarantee HF stability.
Standard decoupling arrangements include small to medium-size electro-
lytics  (say  10–470 µF)  connected  between  each  rail  and  ground,  and  an
inevitable consequence is that rail-voltage variations cause current to flow
into the ground connection chosen. This is just one mechanism that defines
the Power Supply Rejection Ratio (PSRR) of an amplifier, but it is one that
can seriously damage linearity.

165

Figure 6.3

Distortion 4 and its
root cause; the non-
linear input impedance
of an EF Class-B output
stage

Audio Power Amplifier Design Handbook

If we use an unregulated power supply (and there are almost overwhelming
reasons  for  using  such  a  supply,  detailed  in  Chapter  8)  comprising
transformer, bridge rectifier, and reservoir capacitors, then these rails have
a  non-zero  AC  impedance  and  their  voltage  variations  will  be  due  to
amplifier load currents as well as 100 Hz ripple. In Class-B, the supply-rail
currents are halfwave-rectified sine pulses with strong harmonic content,
and  if  they  contaminate  the  signal  then  distortion  is  badly  degraded;  a
common route for interaction is via decoupling grounds shared with input
or  feedback  networks,  and  a  separate  decoupler  ground  is  usually  a
complete  cure.  This  point  is  easy  to  overlook,  and  attempts  to  improve
amplifier linearity by labouring on the input pair, VAS, etc. are doomed to
failure unless this distortion mechanism is eliminated first. As a rule it is
simply  necessary  to  take  the  decoupling  ground  separately  back  to  the
ground  star  point,  as  shown  in  Figure  6.4.  (Note  that  the  star-point  A  is

defined on a short spur from the heavy connection joining the reservoirs;
trying  to  use  B  as  the  star  point  will  introduce  ripple  due  to  the  large
reservoir-charging current pulses passing through it.)

Figure 6.5 shows the effect on an otherwise Blameless amplifier handling
60 W/8 !, with 220 µF rail decoupling capacitors; at 1 kHz distortion has
increased by more than ten times, which is quite bad enough. However, at
20 Hz  the  THD  has  increased  at  least  100-fold,  turning  a  very  good
amplifier  into  a  profoundly  mediocre  one  with  one  misconceived
connection.

When  the  waveform  on  the  supply  rails  is  examined,  the  100 Hz  ripple
amplitude will usually be found to exceed the pulses due to Class-B signal
current,  and  so  some  of  the  distortion on  the  upper  curve  of  the  plot  is
actually due to ripple injection. This is hinted at by the phase-crevasse at
100 Hz, where the ripple happened to partly cancel the signal at the instant
of  measurement.  Below  100 Hz  the  curve  rises  as  greater  demands  are
made on the reservoirs, the signal voltage on the rails increases, and more
distorted current is forced into the ground system.

166

Figure 6.4

Distortion 5; The
correct way to route
decouple grounding to
the star-point

1

2

10.0V

200

2.00

0.00s

1 STOP

/

m

v

m

v

1

2

The output stage II

Figure 6.6 shows a typical Distortion 5 residual, produced by deliberately
connecting  the  negative  supply-rail  decoupling  capacitor  to  the  input
ground instead of properly giving it its own return to the far side of the star-
point.  THD  increased  from  0.00097%  to  0.008%,  appearing  mostly  as
second  harmonic.  Distortion  5  is  usually  easy  to  identify  as  it  is
accompanied  by  100 Hz  power-supply  ripple;  Distortions  6  and  7
introduce  no  extra  ripple.  The  ripple  contamination  here  –  the  the  two
humps at the bottom – is significant and contributes to the THD reading.

As a general rule, if an amplifier is made free from ripple injection under
drive  conditions,  demonstrated  by  a  THD  residual  without  ripple

167

Figure 6.5

Distortion 5 in action;
The upper trace was
produced simply by
taking the decoupler
ground from the star-
point and connecting it
via the input ground
line instead

Figure 6.6

Distortion 5 revealed.
Connecting the rail
decoupler to input
ground increases
THD eight-fold from
0.00097% to
0.008%, mostly as
second harmonic.
100 Hz ripple is also
visible. No
averaging

Audio Power Amplifier Design Handbook

components, there will be no distortion from the power-supply rails, and
the  complications  and  inefficiencies  of  high-current  rail  regulators  are
quite  unnecessary.

There  has  been  much  discussion  of  PSRR-induced  distortion  in  the
literature recently, e.g. Greg Ball

[1]

. I part company with some writers at the

point where they assume a power amplifier is likely to have 25 dB PSRR,
making an expensive set of HT regulators the only answer. Greg Ball also
initially assumes that a power amp has the same PSRR characteristics as an
op-amp, i.e. falling steadily at 6 dB/octave. There is absolutely no need for
this to be so, given a little RC decoupling, and Ball states at the end of his
article that a more elegant solution . . . is to depend on a high PSRR in the
amplifier proper. This issue is dealt with in detail in Chapter 8.

Distortion number 6: induction distortion

The existence of this distortion mechanism, like Distortion 5, stems directly
from the Class-B nature of the output stage. With a sine input, the output
hopefully  carries  a  good  sinewave,  but  the  supply-rail  currents  are
halfwave-rectified  sine  pulses,  which  will  readily  crosstalk  into  sensitive
parts  of  the  circuit  by  induction.  This  is  very  damaging  to  the  distortion
performance, as Figure 6.7 shows.

The distortion signal may intrude into the input circuitry, the feedback path,
or even the cables to the output terminals. The result is a kind of sawtooth
on the distortion residual that is very distinctive, and a large extra distortion
component that rises at 6 dB/octave with frequency.

A Distortion 6 residual is displayed in Figure 6.8. The V-supply rail was
routed parallel to the negative-feedback line to produce this diagram. THD
is  more  than  doubled,  but  is  still  relatively  low  at  0.0021%.  64-times

168

Figure 6.7

Distortion 6 exposed.
The upper trace shows
the effects of Class-B
rail induction into
signal circuitry

1

2

20.0V

20.0

0.00s

200

1 RUN

/

m

v

!

s

AV

1

2

The output stage II

averaging is used. Distortion 6 is easily identified if the DC supply cables
are  movable,  for  altering  their  run  will  strongly  affect  the  quantity
generated.

This inductive effect appears to have been first publicised by Cherry

[2]

, in

a  paper  that  deserves  more  attention.  The  effect  has  however  been
recognised and avoided by some practitioners for many years

[3]

. However,

having examined many power amplifiers with varying degrees of virtue, I
feel  that  this  effect,  being  apparently  unknown  to  most  designers,  is
probably the most widespread cause of unnecessary distortion.

The contribution of Distortion 6 can be reduced below the measurement
threshold  by  taking  sufficient  care  over  the  layout  of  supply-rail  cabling
relative  to  signal  leads,  and  avoiding  loops  that  will  induce  or  pick  up
magnetic  fields.  I  wish  I  could  give  precise  rules  for  layout  that  would
guarantee  freedom  from  the  problem,  but  each  amplifier  has  its  own
physical  layout,  and  the  cabling  topology  has  to  take  this  into  account.
However, here are some guidelines:

Firstly,  implement  rigorous  minimisation  of  loop  area  in  the  input  and
feedback circuitry; keeping each signal line as close to its ground return as
possible. Secondly, minimise the ability of the supply wiring to establish
magnetic  fields  in  the  first  place;  thirdly,  put  as  much  distance  between
these  two  areas  as  you  can.  Fresh  air  beats  shielding  on  price  every
time.

Figure 6.9 shows one straightforward approach to solving the problem; the
supply and ground wires are tightly twisted together to reduce radiation. In
practice  this  doesn’t  seem  too  effective,  for  reasons  that  are  not  wholly

169

Figure 6.8

Distortion 6.
Induction of half-
wave signal from the
negative supply rail
into the NFB line
increases THD to
0.0021%. Averaged
64 times