Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The output stage II

It is common for amplifiers to show a rise in distortion at the LF end, but
there  is  no  reason  why  this  should  ever  occur.  Capacitor  distortion  is
usually the reason, but Distortion 5 (Rail Decoupling Distortion) can also
contribute. They can be distinguished because Distortion 5 typically rises
by  only  6 dB/octave  as  frequency  decreases,  rather  than  12–18 dB/
octave.

Amplifiers with AC-coupled outputs are now fairly rare, possibly because
distortion in the output capacitor is a major problem, occurring in the mid-
band as well as at LF. See page 42 for details.

Design example: a 50 W Class-B amplifier

Figure 6.16 shows a design example of a Class-B amplifier, intended for
domestic hi-fi applications. Despite its relatively conventional appearance,
the  circuit  parameters  selected  give  much  better  than  a  conventional
distortion performance; this is potentially a Blameless design, but only if
due  care  is  given  to  wiring  topology  and  physical  layout  will  this  be
achieved.

With  the  supply  voltages  and  values  shown  it  gives  50 W  into  8 !,  for
1 Vrms input. In earlier chapters I have used the word Blameless to describe
amplifiers  in  which  all  distortion  mechanisms,  except  the  apparently
unavoidable  ones  due  to  Class-B,  have  been  rendered  negligible.  This
circuit has the potential to be Blameless, (as do we all) but achieving this
depends on care in cabling and layout. It does not aim to be a cookbook
project; for example, overcurrent and DC-offset protection are omitted.

In Chapter 11, output topologies are examined, and the conclusion drawn
that  power-FETs  were  disappointingly  expensive,  inefficient,  and  non-
linear.  Bipolars  it  is,  therefore.  The  best  BJT  configurations  were  the
Emitter-Follower  Type  II,  with  least  output  switchoff  distortion,  and  the
Complementary Feedback Pair (CFP), giving the best basic linearity.

The output configuration chosen is the Emitter-Follower Type II, which has
the advantage of reducing switchoff non-linearities (Distortion 3c) due to
the action of R15 in reverse-biasing the output base-emitter junctions as
they turn off. A possible disadvantage is that quiescent stability might be
worse than for the CFP output topology, as there is no local feedback loop
to servo out Vbe variations in the hot output devices. Domestic ambient
temperature changes will be small, so that adequate quiescent stability can
be attained by suitable heatsinking and thermal compensation.

A  global  NFB  factor  of  30 dB  at  20 kHz  was  chosen,  which  should  give
generous  HF  stability  margins.  The  input  stage  (current-source  TR1  and
differential pair TR2, 3) is heavily degenerated by R2, 3 to delay the onset
of  third-harmonic  Distortion  1,  and  to  assist  this  the  contribution  of
transistor internal re variation is minimised by using the unusually high tail

175

Audio Power Amplifier Design Handbook

176

Figure 

6.16

50

W 

Class-B 

amplifier

circuit 

diagram.

Transistor 

numbers

correspond 

with 

the

generic 

amplifier 

in

Chapter 

3

The output stage II

current of 4 ma. TR11, 12 form a degenerated current-mirror that enforces
accurate balance of the TR2, 3 collector currents, preventing the generation
of second-harmonic distortion. Tail source TR1, 14 has a basic PSRR 10 dB
better than the usual two-diode version, though this is academic when C11
is fitted.

Input resistor R1 and feedback arm R8 are made equal and kept as low as
possible consistent with a reasonably high input impedance, so that base
current mismatch caused by beta variations will give a minimal DC offset;
this does not affect TR2–TR3 Vbe mismatches, which appear directly at the
output, but these are much smaller than the effects of lb. Even if TR2, 3 are
high  voltage  types  with  low  beta,  the  output  offset  should  be  within
+/–50 mV, which should be quite adequate, and eliminates balance presets
and DC servos. A low value for R8 also gives a low value for R9, which
improves the noise performance.

The value of C2 shown (220 µF) gives an LF roll-off with R9 that is –3 dB at
1.4 Hz. The aim is not an unreasonably extended sub-bass response, but to
prevent  an  LF  rise  in  distortion  due  to  capacitor  non-linearity;  100 µF
degraded  the  THD  at  10 Hz  from  less  than  0.0006%  to  0.0011%,  and  I
judge this unacceptable aesthetically if not audibly. Band-limiting should
be  done  earlier,  with  non-electrolytic  capacitors.  Protection  diode  D1
prevents damage to C2 if the amplifier suffers a fault that makes it saturate
negatively;  it  looks  unlikely  but  causes  no  measurable  distortion

[5]

.  C7

provides  some  stabilising  phase-advance  and  limits  the  closed-loop
bandwidth; R20 prevents it upsetting TR3.

The  VAS  stage  is  enhanced  by  an  emitter-follower  inside  the  Miller-
compensation  loop,  so  that  the  local  NFB  that  linearises  the  VAS  is
increased  by  augmenting  total  VAS  beta,  rather  than  by  increasing  the
collector  impedance  by  cascoding.  This  extra  local  NFB  effectively
eliminates Distortion 2 (VAS non-linearity). Further study has shown that
thus increasing VAS beta gives a much lower collector impedance than a
cascode stage, due to the greater local feedback, and so a VAS-buffer to
eliminate  Distortion  4  (loading  of  VAS  collector  by  the  non-linear  input
impedance  of  the  output  stage)  appears  unnecessary.  Cdom  is  relatively
high at 100 pF, to swamp transistor internal capacitances and circuit strays,
and  make  the  design  predictable.  The  slew-rate  calculates  as  40 V/µsec.
The  VAS  collector-load  is  a  standard  current  source,  to  avoid  the
uncertainties of bootstrapping.

Since almost all the THD from a blameless amplifier is crossover, keeping
the quiescent conditions optimal is essential. Quiescent stability requires
the  bias  generator  to  cancel  out  the  Vbe  variations  of  four  junctions  in
series; those of two drivers and two output devices. Bias generator TR8 is
the  standard  Vbe-multiplier,  modified  to  make  its  voltage  more  stable
against variations in the current through it. These occur because the biasing
of  TR5  does  not  completely  reject  rail  variations;  its  output  current  also

177

Audio Power Amplifier Design Handbook

drifts  initially  due  to  heating  and  changes  in  TR5 Vbe.  Keeping  Class-B
quiescent stable is hard enough at the best of times, and so it makes sense
to keep these extra factors out of the equation. The basic Vbe-multiplier has
an incremental resistance of about 20 !; in other words its voltage changes
by 1 mV for a 50 µA drift in standing current. Adding R14 converts this to
a  gently-peaking  characteristic  that  can  be  made  perfectly  flat  at  one
chosen  current;  see  Figure  6.17.  Setting  R14  to  22 ! makes  the  voltage
peak at 6 mA, and standing current now must deviate from this value by
more  than  500 µA  for  a  1 mV  bias  change.  The  R14  value  needs  to  be
altered if TR15 is run at a different current; for example, 16 ! makes the
voltage peak at 8 mA instead. If TO3 outputs are used the bias generator
should be in contact with the top or can of one of the output devices, rather
than  the  heatsink,  as  this  is  the  fastest  and  least  attenuated  source  for
thermal feedback.

The  output  stage  is  a  standard  double  emitter-follower  apart  from  the
connection of R15 between the driver emitters without connection to the
output rail. This gives quicker and cleaner switchoff of the outputs at high
frequencies;  switchoff  distortion  may  significantly  degrade  THD  from
10 kHz  upwards,  dependent  on  transistor  type.  Speedup  capacitor  C4
noticeable improves the switchoff action. C6, R18 form the Zobel network,
(sometimes confusingly called a Boucherot cell) while L1, damped by R19,
isolates the amplifier from load capacitance.

Figure 6.18 shows the 50 W/8 ! distortion performance; about 0.001% at
1 kHz, and 0.006% at 10 kHz. The measurement bandwidth makes a big

178

Figure 6.17

SPICE plot of the
voltage-peaking
behaviour of a current-
compensated bias
generator

The output stage II

difference  to  the  appearance,  because  what  little  distortion  is  present  is
crossover-derived, and so high-order. It rises at 6 dB/octave, at the rate the
feedback factor falls, and it is instructive to watch the crossover glitches
emerging from the noise, like Grendel from the marsh, as the test frequency
increases above 1 kHz. There is no precipitous THD rise in the ultrasonic
region.

The zigzags on the LF end of the plot are measurement artefacts, apparently
caused by the Audio Precision system trying to winkle out distortion from
visually pure white noise. Below 700 Hz the residual was pure noise with a
level equivalent to approx. 0.0006% (yes, three zeros) at 30 kHz bandwidth;
the actual THD here must be microscopic. This performance can only be

179

Figure 6.18

Class-B amplifier: THD
performance at
50 W/8 !;
measurement
bandwidths 30 kHz
and 80 kHz

Figure 6.19

The dramatic THD
improvement obtained
by converting the
Class-B amplifier to
2-pole compensation