Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

obtained if all seven of the distortion mechanisms are properly addressed;
Distortions 1–4 are determined by the circuit design, but the remaining three
depend critically on physical layout and grounding topology.

It is hard to beat a well-gilded lily, and so Figure 6.19 shows the startling
results of applying 2-pole compensation to the basic amplifier; C3 remains
100 pF, while CP2 was 220 pF and Rp 1k (see Figure 7.1d, page 185). The

180

Figure 6.20

Class-B amplifier with
simple quasi-
complementary output.
Lower trace is for two-
pole compensation

Figure 6.21

Class-B amplifier with
quasi-comp plus
Baxandall diode
output. Lower trace is
the two-pole case

The output stage II

extra global NFB does its work extremely well, the 10 kHz THD dropping
to 0.0015%, while the 1 kHz figure can only be guessed at. There were no
unusual signs of instability, but as always unusual compensation schemes
require careful testing. It does appear that a Blameless amplifier with 2-pole
compensation takes us close to the long-sought goal of the Distortionless
Amplifier.

The  basic  Blameless  EF  amplifier  was  experimentally  rebuilt  with  three
alternative  output  stages;  the  simple  quasi-complementary,  the  quasi-
Baxandall,  and  the  CFP.  The  results  for  both  single  and  two-pole
compensation are shown in Figures 6.20, 6.21, and 6.22. The simple quasi-
complementary generates more crossover distortion, as expected, and the

181

Figure 6.22

Class-B amplifier with
complementary
feedback pair (CFP)
output stage. Normal
compensation only

Table 6.1
Class-B amplifier
performance

Power output:

50 W rms into 8 !

Distortion:

Below 0.0006% at 1 kHz and 50 W/8 !
Below 0.006% at 10 kHz

Slew-rate:

Approx. 35 V/µsec

Noise:

91 dBu at the output

EIN:

117 dBu (referred to input)

Freq Response:

+0, –0.5 dB over 20 Hz–20 kHz

(Most of the AP plots in this book were obtained from an amplifier similar to Figure

6.16, though with higher supply rails and so greater power capability. The main

differences were the use of a cascode-VAS with a buffer, and a CFP output to

minimise distracting quiescent variations. Measurements at powers above

100 W/8 ! used a version with two paralleled output devices.)

Audio Power Amplifier Design Handbook

quasi-Baxandall  version  is  not  a  lot  better,  probably  due  to  remaining
asymmetries  around  the  crossover  region.  The  CFP  gives  even  lower
distortion than the original EF-II output, with Figure 6.19 showing only the
result for single-pole compensation; in this case the improvement with two-
pole was marginal and the trace is omitted for clarity.

References

1. Ball,  G  Distorting  Power  Supplies Electronics  &  Wireless  World,  Dec

1990, p. 1084.

2. Cherry, A New Distortion Mechanism in Class-B Amplifiers Journ. Audio

Eng. Soc. May 1981, p. 327.

3. Baxandall, P Private communication, 1995.
4. Self, D Distortion In Power Amplifiers Series in Electronics & Wireless

World, Aug 93 to March 94.

5. Self, D An Advanced Preamplifier Wireless World, Nov 1976, p. 43.

182

7

Compensation, slew-rate,

and stability

Frequency compensation in general

The compensation of an amplifier is the tailoring of its open-loop gain and
phase characteristics so that is dependably stable when the global feedback
loop is closed.

It must be said straight away that compensation is a thoroughly misleading
word to describe the subject of this chapter. It implies that one problematic
influence is being balanced out by another opposing force, when in fact it
means the process of tailoring the open-loop gain and phase of an amplifier
so that it is satisfactorily stable when the global feedback loop is closed.
The derivation of the word is historical, going back to the days when all
servomechanisms  were  mechanical,  and  usually  included  an  impressive
Watt governor pirouetting on top of the machinery.

An amplifier requires compensation because its basic open-loop gain is still
high  at  frequencies  where  the  internal  phase-shifts  are  reaching  180
degrees. This turns negative feedback into positive at high frequencies, and
causes oscillation, which in audio amplifiers can be very destructive. The
way to prevent this is to ensure that the loop gain falls to below unity before
the phase-shift reaches 180 degrees; oscillation therefore cannot develop.
Compensation  is  therefore  vital  simply  because  it  makes  the  amplifier
stable; there are other considerations, however, because the way in which
the  compensation  is  applied  has  a  major  effect  on  the  closed-loop
distortion behaviour.

The distortion performance of an amplifier is determined not only by open-
loop linearity, but also the negative feedback factor applied when the loop
is closed; in most practical circumstances doubling the NFB factor halves
the distortion. So far I have assumed that open-loop gain falls at 6 dB/octave
due to a single dominant pole, with the amount of NFB permissible at HF

183

Audio Power Amplifier Design Handbook

being set by the demands of HF stability. We have seen that this results in
the  distortion  from  a  Blameless  amplifier  consisting  almost  entirely  of
crossover artefacts, because of their high-order and hence high frequency.
Audio  amplifiers  using  more  advanced  compensation  are  rather  rare.
However, certain techniques do exist, and are described later.

This  book  sticks  closely  to  conventional  topologies,  because  even
apparently commonplace circuitry has proven to have little-known aspects,
and to be capable of remarkable linearity. This means the classical three-
stage  architecture  circuit  with  transconductance  input,  transimpedance
VAS, and unity-gain output stage. Negative feedback is applied globally,
but  is  smoothly  transferred  by  Cdom  to  be  local  solely  to  the  VAS  as
frequency  increases.  Other  configurations  are  possible;  a  two-stage
amplifier  with  transconductance  input  and  unity-gain  output  is  an
intriguing possibility – this is common in CMOS op-amps – but is probably
ill-suited to power-amp impedances. Another architecture with a voltage-
gain  input  stage  is  described  in  Chapter  11,  and  see  Otala

[1]

for  an

eccentric four-stage amplifier with a low open-loop gain of 52 dB (due to
the dogged use of local feedback) and only 20 dB of global feedback. Most
of this chapter relates only to the conventional three-stage structure.

Dominant-pole compensation

Dominant-pole  compensation  is  the  simplest  kind,  though  its  action  is
subtle. Simply take the lowest pole to hand (P1), and make it dominant, i.e.
so much lower in frequency than the next pole P2 that the total loop-gain
(i.e.  the  open-loop  gain  as  reduced  by  the  attenuation  in  the  feedback
network) falls below unity before enough phase-shift accumulates to cause
HF  oscillation.  With  a  single  pole,  the  gain  must  fall  at  6 dB/octave,
corresponding to a constant 90-degree phase shift. Thus the phase margin
will be 90 degrees, giving good stability.

Figure  7.1a  shows  the  traditional  Miller  method  of  creating  a  dominant
pole. The collector pole of TR4 is lowered by adding the external Miller-
capacitance Cdom to that which unavoidably exists as the internal Cbc of
the VAS transistor. However, there are some other beneficial effects; Cdom
causes pole-splitting, in which the pole at TR2 collector is pushed up in
frequency as P1 is moved down – most desirable for stability. Simultane-
ously the local NFB through Cdom linearises the VAS.

Assuming that input-stage transconductance is set to a plausible 5 mA/V,
and  stability  considerations  set  the  maximal  20 kHz  open-loop  gain  to
50 dB, then from Equations 3.1–3.3 on pages 61 and 62, Cdom must be
125 pF. This is more than enough to swamp the internal capacitances of the
VAS transistor, and is a practical real-life value.

The peak current that flows in and out of this capacitor for an output of 20 V
rms  at  20 kHz,  is  447 µA.  Since  the  input  stage  must  sink  Cdom  current

184