Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

output devices to lay down their lives to save the rail fuses. The tail-source
TR17 is particularly vulnerable because any fault that extinguishes the tail-
current  removes  the  drive  to  TR14,  the  controller  is  disabled,  and  the
current  in  the  output  stage  will  be  very  large.  In  Figure  9.18  the  Vbe-
multiplier TR13 acts as a safety-circuit which limits Vbias to about 600 mV
rather than the normal 300 mV, even if the current-controller is completely
non-functional and TR14 fully off. This gives a quiescent of 3.0 A, and I can
testify this is a survivable experience for the output devices in the short-
term; however they may eventually fail from overheating if the condition is
allowed to persist.

There  are  some  important  points about the current-controller. The entire
tail-current  for  the  error-amplifier,  determined  by  TR17,  is  syphoned  off
from  VAS  current  source  TR5,  and  must  be  taken  into  account  when
ensuring that the upper output half gets enough drive current.

There must be enough tail-current available to turn on TR14, remembering
that  most  of  TR16  collector-current  flows  through  R15,  to  keep  the  pair
roughly balanced. If you feel moved to alter the VAS current, remember
also that the base current for driver TR6 is higher in Class-A than Class-B,
so the positive slew-rate is slightly reduced in going from Class-A to B.

The  original  Class-A  amplifier  used  a  National  LM385/1.2,  its  output
voltage fixed at 1.223 V nominal; this was reduced to approx. 0.6 V by a
1k–1k divider. The circuit also worked well with Vref provided by a silicon
diode,  0.6 V  being  an  appropriate  Vbias  drop  across  two  0.22 ! output
emitter resistors. This is simple, and retains the immunity of Iq to heatsink
and output device temperatures, but it does sacrifice the total immunity to
ambient temperature that a band-gap reference gives.

The  LM385/1.2  is  the  lowest  voltage  band-gap  reference  commonly
available; however, the voltages shown in Figure 9.18 reveal a difficulty
with the new lower Vbias value and the CFP stage; points A and Y are now
only 960 mV apart, which does not give the reference room to work in if it
is powered from node A, as in the original circuit. The solution is to power
the reference from the V+ rail, via R42 and R43. The mid-point of these two
resistors is bootstrapped from the amplifier output rail by C5, keeping the
voltage  across  R43  effectively  constant.  Alternatively,  a  current-source
could be used, but this might reduce positive headroom. Since there is no
longer a strict upper limit on the reference voltage, a more easily obtainable
2.56 V device could be used providing R30 is suitably increased to 5k to
maintain Vref at 300 mV across R31.

In practical use, Iq stability is very good, staying within 1% for long periods.
The most obvious limitation on stability is differential heating of TR15, 16
due to heat radiation from the main heatsink. TR14 should also be sited
with this in mind, as heating it will increase its beta and slightly imbalance
TR15, 16.

280

Class-A power amplifiers

Class-B mode

In  Class-B  mode,  the  current-controller  is  disabled,  by  turning  off  tail-
source TR17 so TR14 is firmly off, and critical biasing for minimal crossover
distortion is provided as usual by Vbe-multiplier TR13. With 0.1 ! emitter
resistors Vbias (between X and Y) is approx. 10 mV. I would emphasise that
in Class-B this design, if constructed correctly, will be as Blameless as a
purpose-built  Class-B  amplifier.  No  compromises  have  been  made  in
adding the mode-switching.

As in the previous Class-B design, the addition of R14 to the Vbe-multiplier
compensates against drift of the VAS current-source TR5. To make an old
but much-neglected point, the preset should always be in the bottom arm
of the Vbe divider R10, 11, because when presets fail it is usually by the
wiper going open; in the bottom arm this gives minimum Vbias, but in the
upper it would give maximum.

In  Class-B,  temperature  compensation  for  changes  in  driver  dissipation
remains vital. Thermal runaway with the CFP is most unlikely, but accurate
quiescent setting is the only way to minimise cross-over distortion. TR13 is
therefore mounted on the same small heatsink as driver TR6. This is often
called thermal feedback, but it is no such thing as TR13 in no way controls
the  temperature  of  TR6;  thermal  feedforward would  be  a  more  accurate
term.

The mode-switching system

The dual nature of the biasing system means Class-A/Class-B switching can
be implemented fairly simply. A Class-A amplifier is an uneasy companion
in hot weather, and so I have been unable to resist the temptation to sub-
title the mode switch Summer/Winter, by analogy with a car air intake.

The switchover is DC-controlled, as it is not desirable to have more signal
than  necessary  running  around  inside  the  box,  possibly  compromising
interchannel  crosstalk.  In  Class-A/AB  mode,  SW1  is  closed,  so  TR17  is
biased normally by D5, 6, and TR20 is held on via R33, shorting out preset
PR1 and setting TR13 to safety mode, maintaining a maximum Vbias limit
of  600 mV.  For  Class-B,  SW1  is  opened,  turning  off  TR17  and  therefore
TR15, 16 and 14. TR20 also ceases to conduct, protected against reverse-
bias  by  D9,  and  reduces  the  voltage  set  by  TR13  to  a  suitable  level  for
Class-B.  The  two  control  pins  of  a  stereo  amplifier  can  be  connected
together, and the switching performed with a single-pole switch, without
interaction or increased crosstalk.

The mode-switching affects the current flowing in the output devices, but
not the output voltage, which is controlled by the global feedback loop,
and  so  it  is  completely  silent  in  operation.  The  mode  may  be  freely
switched  while  the  amplifier  is  handling  audio,  which  allows  some
interesting A/B listening tests.

281

Audio Power Amplifier Design Handbook

It may be questioned why it is necessary to explicitly disable the current-
controller in Class-B; TR13 is establishing a lower voltage than the current-
controller which latter subsystem will therefore turn TR14 off as it strives
futilely to increase Vbias. This is true for 8 ! loads, but 4 ! impedances
increase the currents flowing in R16, 17 so they are transiently greater than
the Class-A Iq, and the controller will therefore intermittently take control
in  an  attempt  to  reduce  the  average  current  to  1.5 A.  Disabling  the
controller by turning off TR17 via R44 prevents this.

If the Class-A controller is enabled, but the preset PR1 is left in circuit (e.g.
by shorting TR20 base-emitter) we have a test mode which allows suitably
cautious testing; Iq is zero with the preset fully down, as TR13 over-rides
the  current-controller,  but  increases  steadily  as  PR1  is  advanced,  until  it
suddenly locks at the desired quiescent current. If the current-controller is
faulty then Iq continues to increase to the defined maximum of 3.0 A.

Thermal design

Class-A amplifiers are hot almost by definition, and careful thermal design
is  needed  if  they  are  to  be  reliable,  and  not  take  the  varnish  off  the
Sheraton.  The  designer  has  one  good  card  to  play;  since  the  internal
dissipation of the amplifier is maximal with no signal, simply turning on the
prototype and leaving it to idle for several hours will give an excellent idea
of worst-case component temperatures. In Class-B the power dissipation is
very program-dependent, and estimates of actual device temperatures in
realistic use are notoriously hard to make.

Table  9.5  shows  the  output  power  available  in  the  various  modes,  with
typical transformer regulation, etc.; the output mode diagram in Figure 9.11
shows  exactly  how  the  amplifier  changes  mode  from  A  to  AB  with
decreasing load resistance. Remember that in this context high distortion
means 0.002% at 1 kHz. This diagram was produced in the analysis section
of PSpice simply by typing in equations, and without actually simulating
anything at all.

The most important thermal decision is the size of the heatsink; it is going
to be expensive, so there is a powerful incentive to make it no bigger than

282

Table 9.5
Power capability

Load resistance

8 !

6 !

4 !

Distortion

Class-A

20 W

27 W

15 W

Low

Class-AB

n/a

n/a

39 W

High

Class-B

21 W

28 W

39 W

Medium

Class-A power amplifiers

necessary. I have ruled out fan cooling as it tends to make concern for ultra-
low electrical noise look rather foolish; let us rather spend the cost of the
fan on extra cooling fins and convect in ghostly silence. The exact thermal
design calculations are simple but tedious, with many parameters to enter;
the perfect job for a spreadsheet. The final answer is the margin between
the predicted junction temperatures and the rated maximum. Once power
output and impedance range are decided, the heatsink thermal resistance
to ambient is the main variable to manipulate; and this is a compromise
between coolness and cost, for high junction temperatures always reduce
semiconductor reliability. Looking at it very roughly:

This shows that the transistor junctions will be 80 degrees above ambient,
i.e. at around 100°C; the rated junction maximum is 200°C, but it really
isn’t wise to get anywhere close to this very real limit. Note the Case-Sink
thermal washers were high-efficiency material, and standard versions have
a slightly higher thermal resistance.

The heatsinks used in the prototype had a thermal resistance of 0.65°C/W
per channel. This is a substantial chunk of metal, and since aluminium is
basically congealed electricity, it’s bound to be expensive.

A complete Trimodal amplifier circuit

The  complete  Class-A  amplifier  is  shown  in  Figure  9.19,  complete  with
optional input bootstrapping. It may look a little complex, but we have only
added four low-cost transistors to realise a high-accuracy Class-A quiescent
controller, and one more for mode-switching. Since the biasing system has
been described above, only the remaining amplifier subsystems are dealt
with here.

The input stage follows my design methodology by using a high tail current
to  maximise  transconductance,  and  then  linearising  by  adding  input
degeneration  resistors  R2,  3  to  reduce  the  final  transconductance  to  a

283

Thermal resistance

°C/W

Heat flow

Watts

Temp rise

°C

Temp

°C

100 junction

Juncn to TO3 Case

0.7

36 W

25

75 TO3 case

Case to Sink

0.23

36 W

8

67 Heatsink

Sink to air

0.65

72 W

47

20 Ambient

Total

80

Audio Power Amplifier Design Handbook

suitable level. Current-mirror TR10, 11 forces the collector currents of the
two input devices TR2, 3 to be equal, balancing the input stage to prevent
the generation of second-harmonic distortion. The mirror is degenerated by
R6, 7 to eliminate the effects of Vbe mismatches in TR10, 11. With some
misgivings  I  added  the  input  network  R9,  C15,  which  is  definitely  not
intended to define the system bandwidth, unless fed from a buffer stage;
with  practical  values  the  HF  roll-off  could  vary  widely  with  the  source
impedance driving the amplifier. It is intended rather to give the possibility
of dealing with RF interference without having to cut tracks. R9 could be
increased for bandwidth definition if the source impedance is known, fixed,
and  taken  into  account  when  choosing  R9;  bear  in  mind  that  any  value
over  47 ! will  measurably  degrade  the  noise  performance.  The  values
given roll off above 150 MHz to keep out UHF.

The  input-stage  tail  current  is  increased  from  4  to  6 mA,  and  the  VAS
standing current from 6 to 10 mA over the original Chapter 6 circuit. This
increases maximum positive and negative slew-rates from +21, –48 V/µsec
to +37, –52 V/µsec; as described in Chapter 7, this amplifier architecture is
bound  to  slew  asymmetrically.  One  reason  is  feedthrough  in  the  VAS
current source; in the original circuit an unexpected slew-rate limit was set
by  fast  edges  coupling  through  the  current-source  c-b  capacitance  to
reduce the bias voltage during positive slewing. This effect is minimised
here by using the negative-feedback type of current source bias generator,
with VAS collector current chosen as the controlled variable. TR21 senses
the voltage across R13, and if it attempts to exceed Vbe, turns on further to
pull up the bases of TR1 and TR5. C11 filters the DC supply to this circuit
and prevents ripple injection from the V+ rail. R5, C14 provide decoupling
to prevent TR5 from disturbing the tail-current while controlling the VAS
current.

The input tail-current increase also slightly improves input-stage linearity,
as it raises the basic transistor gm and allows R2, 3 to apply more local
NFB.

The  VAS  is  linearised  by  beta-enhancing  stage  TR12,  which  increases
the  amount  of  local  NFB  through  Miller  dominant-pole  capacitor  C3
(i.e. Cdom). R36 has been increased to 2k2 to minimise power dissipation,
as there seems no significant effect on linearity or slewing. Do not omit it
altogether, or linearity will be affected and slewing much compromised.

As described in Chapter 8, the simplest way to prevent ripple from entering
the VAS via the V– rail is old-fashioned RC decoupling, with a small R and
a  big  C.  We  have  some  200 mV  in  hand  (see  page  274)  in  the  negative
direction, compared with the positive, and expending this as the voltage-
drop through the RC decoupling will give symmetrical clipping. R37 and
C12  perform  this  function;  the  low  rail  voltages  in  this  design  allow  the
1000 µF C12 to be a fairly compact component.

284