Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Class-A power amplifiers

collapses. Thus a higher rail will give no extra voltage swing, which I must
admit  came  as  something  of  a  surprise.  Higher  sub-rails  for  small-signal
sections only come into their own in FET amplifiers, where the high Vgs for
FET conduction (5 V or more) makes their use almost mandatory.

The efficiency figures given so far are all greater for negative rather than
positive voltage swings. The approach to the rail for negative clipping is
slightly closer because there is no equivalent to the 0.6 V bias established
across R13; however this advantage is absorbed by the need to lose a little
voltage in the RC filtering of the V– supply to the current-mirror and VAS.
This is essential if really good ripple/hum performance is to be obtained
(see Chapter 8).

In the quest for efficiency, an obvious variable is the value of the output
emitter  resistors  Re.  The  performance  of  the  current-regulator  described,
especially  when  combined  with  a  CFP  output  stage,  is  more  than  good
enough to allow these resistors to be reduced while retaining first-class Iq
stability.  I  took  0.1 ! as  the  lowest  practicable  value,  and  even  this  is
comparable with PCB track resistance, so some care in the exact details of
physical  layout  is  essential;  in  particular  the  emitter  resistors  must  be
treated as four-terminal components to exclude unwanted voltage drops in
the tracks leading to the resistor pads.

If Re is reduced from 0.22 ! to 0.1 ! then voltage efficiency improves from
92.9%/93.6%, to 94.2%/95.0%. Is this improvement worth having? Well,
the voltage-limited power output into 8 ! is increased from 31.2 to 32.2 W
with  +/–24 V  rails,  at  zero  cost,  but  it  would  be  idle  to  pretend  that  the
resulting increase in SPL is highly significant; it does however provide the
philosophical satisfaction that as much Class-A power as possible is being
produced for a given dissipation; a delicate pleasure.

The linearity of the CFP output stage in Class-A is very slightly worse with
0.1 ! emitter resistors, though the difference is small and only detectable
open-loop; the simulated THD for 20 V pk–pk into 8 ! is only increased
from  0.0027%  to  0.0029%.  This  is  probably  due  simply  to  the  slightly
lower total resistance seen by the output stage.

However, at the same time, reducing the emitter resistors to 0R1 provides
much lower distortion when the amplifier runs out of Class-A; it halves the
size  of  the  step  gain  changes  inherent  in  Class-AB,  and  so  effectively
reduces  distortion  into  4 ! loads.  See  Figures  9.14  and  9.15  for  output
linearity  simulations;  the  measured  results  from  a  real  and  Blameless
Trimodal amplifier are shown in Figure 9.16, where it can be clearly seen
that  THD  has  been  halved  by  this  simple  change.  To  the  best  of  my
knowledge this is a new result; if you must work in Class-AB, then keep the
emitter resistors as low as possible, to minimise the gain changes.

Having considered the linearity of Class-A and AB, we must not neglect
what effect this radical Re change has on Class-B linearity. The answer is,

275

Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 9.14

CFP output stage
linearity with
Re = 0R22. Upper
trace is Class-A into
8 !, lower is Class-
AB operation into
4 !, showing step
changes in gain of
.024 units

Figure 9.15

CFP output linearity
with Re = 0R1,
re-biased to keep Iq at
1.5 A. There is slightly
poorer linearity in the
flat-topped Class-A
region than for
Re = 0R22, but the
4 ! AB steps are
halved in size at .012
units. Note that both
gains are now closer to
unity; same scale as
Figure 9.14

276

Class-A power amplifiers

not  very  much;  see  Figure  9.17,  where  crossover  distortion  seems  to  be
slightly higher with Re = 0.2 ! than for either 0.1 or 0.4 !. Whether this is
a consistent effect (for CFP stages anyway) remains to be seen.

The  detailed  mechanisms  of  bias  control  and  mode-switching  are
described on pages 277–282.

On Trimodal biasing

Figure 9.18 shows a simplified rendering of the Trimodal biasing system;
the full version appears in Figure 9.19. The voltage between points A and
B is determined by one of two controller systems, only one of which can be
in command at a time. Since both are basically shunt voltage regulators
sitting between A and B, the result is that the lowest voltage wins. The novel
Class-A current-controller introduced on page 265 is used here adapted for
0.1 ! emitter resistors, mainly by reducing the reference voltage to 300 mV,
which gives a quiescent current (Iq) of 1.5 A when established across the
total emitter resistance of 0.2 !.

277

Figure 9.16

Distortion in Class-AB
is reduced by
lowering the value of
Re

Figure 9.17

Proving that emitter
resistors matter much
less in Class-B. Output
was 20 W in 8 !,
with optimal bias.
Interestingly, the bias
does not need
adjusting as the value
of Re changes

Audio Power Amplifier Design Handbook

In parallel with the current-controller is the Vbe-multiplier TR13. In Class-B
mode, the current-controller is disabled, and critical biasing for minimal
crossover distortion is provided in the usual way by adjusting preset PR1 to
set the voltage across TR13. In Class-A/AB mode, the voltage TR13 attempts
to establish is increased (by shorting out PR1) to a value greater than that
required for Class-A. The current-controller therefore takes charge of the
voltage between X and Y, and unless it fails TR13 does not conduct. Points
A, B, X, and Y are the same circuit nodes as in the simple Class-A design
(see Figure 9.6c).

Class-A/AB mode

In Class-A/AB mode, the current-controller (TR14, 15, 16 in Figure 9.18) is
active  and  TR13  is  off,  as  TR20  has  shorted  out  PR1.  TR15,  16  form  a
simple differential amplifier that compares the reference voltage across R31
with  the  Vbias  voltage  across  output  emitter  resistors  R16  and  R17;  as
explained above, in Class-A this voltage remains constant despite delivery
of current into the load. If the voltage across R16, 17 tends to rise, then
TR16  conducts  more,  turning  TR14  more  on  and  reducing  the  voltage
between  A  and  B.  TR14,  15  and  16  all  move  up  and  down  with  the
amplifier output, and so a tail current-source (TR17) is used.

I am very aware that the current-controller is more complex than the simple
Vbe-multiplier used in most Class-B designs. There is an obvious risk that
an assembly error could cause a massive current that would prompt the

278

Figure 9.18

The simplified current-
controller in action,
showing typical DC
voltages in Class-A.
Points A, B, X and Y
are in Figure 9.6 on
page 000

Figure 9.19

The complete circuit diagram of Trimodal amplifier, including the optional bootstrapping components, R47 and C15