Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Class-A power amplifiers

The  output  stage  is  of  the  Complementary  Feedback  Pair  (CFP)  type,
which  as  previously  described,  gives  the  best  linearity  and  quiescent
stability, due to the two local negative feedback loops around driver and
output  device.  Quiescent  stability  is  particularly  important  with  R16,  17
at  0.1 !,  and  this  low  value  might  be  rather  dicey  in  a  double  emitter-
follower (EF) output stage. The CFP voltage efficiency is also higher than
the  EF  version.  R25,  26  define  a  suitable  quiescent  collector  current  for
the drivers TR6, 8, and pull charge carriers from the output device bases
when  they  are  turning  off.  The  lower  driver  is  now  a  BD136;  this  has  a
higher  fT  than  the  MJE350,  and  seems  to  be  more  immune  to  odd
parasitics  at  negative  clipping.

The  new  lower  values  for  the  output  emitter  resistors  R16,  17  halve  the
distortion in Class-AB. This is equally effective when in Class-A with too
low a load impedance, or in Class-B but with Iq maladjusted too high. It is
now true in the latter case that too much Iq really is better than too little –
but not much better, and AB still comes a poor third in linearity to Classes
A and B.

SOAR (Safe Operating ARea) protection is given by the networks around
TR18, TR19. This is a single-slope SOAR system that is simpler than two-
slope SOAR, and therefore somewhat less efficient in terms of getting the
limiting characteristic close to the true SOAR of the output transistor. In this
application,  with  low  rail  voltages,  maximum  utilisation  of  the  transistor
SOAR is not really an issue; the important thing is to observe maximum
junction temperatures in the A/AB mode.

The  global  negative-feedback  factor  is  32 dB  at  20 kHz,  and  this  should
give a good margin of safety against Nyquist-type oscillation. Global NFB
increases at 6 dB/octave with decreasing frequency to a plateau of around
64 dB,  the  corner  being  at  a  rather  ill-defined  300 Hz;  this  is  then
maintained down to 10 Hz. It is fortunate that magnitude and frequency
here are non-critical, as they depend on transistor beta and other doubtful
parameters.

It  is  often  stated  in  hi-fi  magazines  that  semiconductor  amplifiers  sound
better after hours or days of warm-up. If this is true (which it certainly isn’t
in most cases) it represents truly spectacular design incompetence. This sort
of accusation is applied with particular venom to Class-A designs, because
it  is  obvious  that  the  large  heatsinks  required  take  time  to  reach  final
temperature, so I thought it important to state that in Class-A this design
stabilises its electrical operating conditions in less than a second, giving the
full  intended  performance.  No  warm-up  time beyond  this  is  required;
obviously  the  heatsinks  take  time  to  reach  thermal  equilibrium,  but  as
described  above,  measures  have  been  taken  to  ensure  that  component
temperature  has  no  significant  effect  on  operating  conditions  or
performance.

285

Audio Power Amplifier Design Handbook

The power supply

A  suitable  unregulated  power  supply  is  that  shown  in  Figure  8.1;  a
transformer secondary voltage of 20–0–20 V rms and reservoirs totalling
20,000 µF per rail will give approx. +/–24 V. This supply must be designed
for continuous operation at maximum current, so the bridge rectifier must be
properly heat-sunk, and careful consideration given to the ripple-current
ratings of the reservoirs. This is one reason why reservoir capacitance has
been doubled to 20,000 µF per rail, over the 10,000 µF that was adequate for
the Class-B design; the ripple voltage is halved, which improves voltage
efficiency as it is the ripple troughs that determine clipping onset, but in
addition the ripple current, although unchanged in total value, is now split
between two components. (The capacitance was not increased to reduce
ripple injection, which is dealt with far more efficiently and economically by
making  the  PSRR  high.)  Do  not  omit  the  secondary  fuses;  even  in  these
modern times rectifiers do fail, and transformers are horribly expensive . . .

The performance

The performance of a properly-designed Class-A amplifier challenges the
ability  of  even  the  Audio  Precision  measurement  system.  To  give  some
perspective on this, Figure 9.20 shows the distortion of the AP oscillator
driving the analyser section directly for various bandwidths. There appear
to be internal mode changes at 2 kHz and 20 kHz, causing step increases in
oscillator  distortion  content;  these  are  just  visible  in  the  THD  plots  for
Class-A mode.

Figure 9.21 shows Class-B distortion for 20 W into 8 and 4 !, while Figure
9.22 shows the same in Class-A/AB. Figure 9.23 shows distortion in Class-A
for varying measurement bandwidths. The lower bandwidths misleadingly
ignore  the  HF  distortion,  but  give  a  much  clearer  view  of  the  excellent

286

Figure 9.20

The distortion in the
AP-1 system at various
measurement 
bandwidths

Class-A power amplifiers

287

Figure 9.21

Distortion in Class-B
(Summer) mode.
Distortion into 4 ! is
always worse. Power
was 20 W in 8 !
and 40 W in 4 !,
bandwidth 80 kHz

Figure 9.22

Distortion in Class-
A/AB (Winter) mode,
same power and
bandwidth of Figure
9.21. The amplifier is
in AB mode for the
4 ! case, and so
distortion is higher
than for Class-B into
4 !. At 80 kHz
bandwidth, the
Class-A plot below
10 kHz merely shows
the noise floor

Figure 9.23

Distortion in Class-A
only (20 W/8 !) for
varying measurement
bandwidths. The
lower bandwidths
ignore HF distortion,
but give a much
clearer view of the
excellent linearity
below 10 kHz

Audio Power Amplifier Design Handbook

linearity below 10 kHz. Figure 9.24 gives a direct comparison of Classes A
and  B.  The  HF  rise  for  B  is  due  to  high-order  crossover  distortion  being
poorly linearised by negative feedback that falls with frequency.

Further possibilities

One  interesting  extension  of  the  ideas  presented  here  is  the  Adaptive
Trimodal Amplifier. This would switch into Class-B on detecting device or
heatsink overtemperature, and would be a unique example of an amplifier
that changed mode to suit the operating conditions. The thermal protection
would  need  to  be  latching;  flipping  from  Class-A  to  Class-B  every  few
minutes  would  subject  the  output  devices  to  unnecessary  thermal
cycling.

References

1. Moore, B J An Introduction To The Psychology of Hearing Academic

Press, 1982, pp. 48–50.

2. Tanaka, S A New Biasing Circuit for Class-B Operation Journ. Audio

Eng. Soc. Jan/Feb 1981, p. 27.

3. Fuller, S Private communication.
4. Nelson  Pass  Build  A  Class-A  Amplifier Audio,  Feb  1977,  p. 28

(Constant-current).

5. Linsley-Hood, J Simple Class-A Amplifier Wireless World, April 1969,

p. 148.

6. Self,  D  High-Performance  Preamplifier Wireless  World,  Feb  1979,

p. 41.

7. Nelson-Jones,  L  Ultra-Low  Distortion  Class-A  Amplifier Wireless

World, March 1970, p. 98.

288

Figure 9.24

Direct comparison of
Classes A and B
(20 W/8 !) at
30 kHz bandwidth.
The HF rise for B is
due to the inability of
negative feedback
that falls with
frequency to linearise
the high-order
crossover distortion in
the output stage

Class-A power amplifiers

8. Giffard, T Class-A Power Amplifier Elektor Nov 1991, p. 37.
9. Linsley-Hood, J High-Quality Headphone Amp HiFi News and RR, Jan

1979, p. 81.

10. Nelson Pass The Pass/A40 Power Amplifier The Audio Amateur, 1978,

p. 4 (Push-pull).

11. Thagard, N Build a 100 W Class-A Mono Amp Audio, Jan 95, p. 43.

289