Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

region, exactly the same size and shape as for conventional Class-B, but
also there are now gain-steps at ±16 V. The result with the inner devices
biased into push-pull Class-A is also shown, and proves that the gain-steps
are not in any way connected with crossover distortion. Since this is a DC
analysis  the  gain-steps  cannot  be  due  to  diode  switching-speed  or  other
dynamic phenomena, and Early Effect was immediately suspected. (Early
Effect  is  the  increase  in  collector  current  when  the  collector  voltage
increases,  even  though  the  Vbe  remains  constant.)  When  unexpected
distortion  appears  in  a  SPICE  simulation  of  this  kind,  and  effects  due  to
finite  transistor  beta  and  associated  base  currents  seem  unlikely,  a  most
useful diagnostic technique is to switch off the simulation of Early Effect for
each transistor in turn. In SPICE transistor models the Early Effect can be
totally disabled by setting the parameter VAF to a much higher value than
the default of 100, such as 50,000. This experiment demonstrated in short
order that the gain-steps were caused wholly by Early Effect acting on both
inner  drivers  and  inner  output  devices.  The  gain-steps  are  completely
abolished. When TR6 begins to act, TR3 Vce is no longer decreasing as the
output  moves  positive,  but  substantially  constant  as  the  emitter  of  Q6
moves upwards at the same rate as the emitter of Q3. This has the effect of
a sudden change in gain, which naturally degrades the linearity.

This  effect  appears  to  occur  in  drivers  and  output  devices  to  the  same
extent. It can be easily eliminated in the drivers by powering them from the
outer rather than the inner supply rails. This prevents the sudden changes

300

Figure 10.9

SPICE simulation
shows variations in
the incremental gain
of an EF-type Class-G
series output stage.
The gain-steps at
transition (at ±16 V)
are due to Early
Effect in the
transistors. The Class-
A trace is the top
one, with Class-B
optimal below. Here
the inner driver
collectors are
connected to the
switched inner rails,
i.e. the inner power
device collectors, as
in Figure 10.1

Class-G power amplifiers

301

Figure 10.10

Connecting the inner
driver collectors to
the outer V2 rails
reduces Early Effect
non-linearities in
them, and halves the
transition gain-steps

Figure 10.11

A Class-G output stage
with the drivers
powered from the outer
supply rails

Audio Power Amplifier Design Handbook

in the rate in which driver Vce varies. The improvement in linearity is seen
in  Figure  10.10,  where  the  gain-steps  have  been  halved  in  size.  The
resulting  circuit  is  shown  in  Figure  10.11.  Driver  power  dissipation  is
naturally  increased  by  the  increased  driver  Vce,  but  this  is  such  a  small
fraction  of  the  power  consumed  that  the  overall  efficiency  is  not
significantly reduced. It is obviously not practical to apply the same method
to the output devices, because then the low-voltage rail would never be
used and the amplifier is no longer working in Class-G. The small-signal
stages naturally have to work from the outer rails to be able to generate the
full voltage swing to drive the output stage.

We have now eliminated the commutating diode glitches, and halved the
size of the unwanted gain-steps in the output stage. With these improve-
ments made it is practical to proceed with the design of a Class-G amplifier
with midband THD below 0.002%.

Practical Class-G design

The Class-G amplifier design expounded here uses very similar small-signal
circuitry  to  the  Blameless  Class-B  power  amplifier,  as  it  is  known  to
generate very little distortion of its own. If the specified supply voltages of
±50 and ±15 V are used, the maximum power output is about 120 W into
8 !, and the rail-switching transition occurs at 28 W.

This  design  incorporates  various  techniques  described  in  this  book,  and
closely follows the Blameless Class-B amp described on page 176, though
some  features  derive  from  the  Trimodal  (page  279)  and  Load  Invariant
(page  134)  amplifiers.  A  notable  example  is  the  low-noise  feedback
network,  complete  with  its  option  of  input  bootstrapping  to  give  a  high
impedance  when  required.  Single-slope  VI  limiting  is  incorporated  for
overload protection; this is implemented by Q12, 13. Figure 10.12 shows
the circuit.

As  usual  in  my  amplifiers  the  global  NFB  factor  is  a  modest  30 dB  at
20 kHz.

Controlling small-signal distortion

The distortion from the small-signal stages is kept low by the same methods
as for the other amplifier designs in this book, and so this is only dealt with
briefly here. The input stage differential pair Q1, 2 is given local feedback
by R5 and R7 to delay the onset of third-harmonic Distortion 1. Internal r

e

variations in these devices are minimised by using an unusually high tail
current  of  6 mA.  Q3,  4  are  a  degenerated  current-mirror  that  enforces
accurate balance of the Q1, 2 collector currents, preventing the production
of second-harmonic distortion. The input resistance (R3 + R4) and feedback
resistance  R16  are  made  equal  and  made  unusually  low,  so  that  base

302

303

Figure 10.12

The circuit diagram of the Class-G amplifier

Audio Power Amplifier Design Handbook

current  mismatches  stemming  from  input  device  beta  variations  give  a
minimal DC offset. Vbe mismatches in Q1 and Q2 remain, but these are
much smaller than the effects of Ib. Even if Q1 and Q2 are high-voltage
types with relatively low beta, the DC offset voltage at the output should be
kept to less than ±50 mV. This is adequate for all but the most demanding
applications.  This  low-impedance  technique  eliminates  the  need  for
balance presets or DC servo systems, which is most convenient.

A lower value for R16 implies a proportionally lower value for R15 to keep
the gain the same, and this reduction in the total impedance seen by Q2
improves noise performance markedly. However, the low value of R3 plus
R4 at 2k2 gives an input impedance which is not high enough for many
applications.

There is no problem if the amplifier is to have an additional input stage,
such as a balanced line receiver. Proper choice of opamp will allow the
stage  to  drive  a  2k2  load  impedance  without  generating  additional
distortion.  Be  aware  that  adding  such  a  stage  –  even  if  it  is  properly
designed and the best available opamps are used – will degrade the signal-
to-noise  ratio  significantly.  This  is  because  the  noise  generated  by  the
power amplifier itself is so very low – equivalent to the Johnson noise of a
resistor of a few hundred ohms – that almost anything you do upstream will
degrade it seriously.

If there is no separate input stage then other steps must be taken. What we
need at the input of the power amplifier is a low DC resistance, but a high
AC resistance; in other words we need either a 50 henry choke or recourse
to some form of bootstrapping. There is to my mind no doubt about the way
to go here, so bootstrapping it is. The signal at Q2 base is almost exactly the
same as the input, so if the mid-point of R3 and R4 is driven by C3, so far
as input signals are concerned R3 has a high AC impedance. When I first
used this arrangement I had doubts about its high-frequency stability, and
so added resistor R9 to give some isolation between the bases of Q1 and
Q2. In the event I have had no trouble with instability, and no reports of any
from  the  many  constructors  of  the  Trimodal  and  Load-Invariant  designs,
which incorporate this option.

The presence of R9 limits the bootstrapping factor, as the signal at R3–R4
junction is thereby a little smaller than at Q2 base, but it is adequate. With
R9 set to 100R, the AC input impedance is raised to 13k, which should be
high enough for almost all purposes. Higher values than this mean that an
input buffer stage is required.

The value of C8 shown (1000 µF) gives an LF roll-off in conjunction with
R15 that is –3 dB at 1.4 Hz. The purpose is not impossibly extended sub-
bass, but the avoidance of a low-frequency rise in distortion due to non-
linearity effects in C8. If a 100 µF capacitor is used here the THD at 10 Hz
worsens  from  <0.0006%  to  0.0011%,  and  I  regard  this  as  unacceptable

304