Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 10.20 reveals the THD residual during A + C operation. There are
absolutely no crossover artefacts, and the small disturbances that do occur
happen at such a high signal level that I really do think it is safe to assume
they could never be audible. Figure 10.21 shows the complete absence of
artefacts on the residual when this new type of amplifier is working below
transition;  it  gives  pure  Class-A  linearity.  Finally,  Figure  10.22  gives  the
THD when the amplifier is driving the full 50 W into 8 !; as before the A
+ C THD plot is hard to distinguish from Class-B, but there is the immense
advantage that there is no crossover distortion at low levels, and no critical
bias settings.

310

Figure 10.19

The THD plot of the
Class-A + C amplifier
(30 W and 20 W
into 8 !). Inner
drivers powered from
outer rails

Figure 10.20

The THD residual
waveform of the
Class-A + C amplifier
above transition, at
30 W into 8 !.
Switching artefacts
are visible but not
crossover distortion

Class-G power amplifiers

Adding two-pole compensation

I have previously shown elsewhere in this book that amplifier distortion can
be very simply reduced by changes to the compensation; which means a
scheme more sophisticated than the near-universal dominant pole method.
It must be borne in mind that any departure from the conventional 6 dB/
octave-all-the-way compensation scheme is likely to be a move away from
unconditional  stability.  (I  am  using  this  phrase  in  its  proper  meaning;  in
Control  Theory  unconditional  stability  means  that  increasing  open-loop
gain  above  a  threshold  causes  instability,  but  the  system  is  stable  for  all

311

Figure 10.21

The THD residual
waveform plot of the
Class-A + C amplifier
(20 W into 8 !)

Figure 10.22

The THD plot of the
Class-A + C amplifier
(50 W into 8 !).
Inner drivers
powered from outer
rails

Audio Power Amplifier Design Handbook

lower values. Conditional Stability means that lower open-loop gains can
also be unstable.)

A  conditionally  stable  amplifier  may  well  be  docile  and  stable  into  any
conceivable reactive load when in normal operation, but shows the cloven
hoof of oscillation at power-up and power-down, or when clipping. This is
because under these conditions the effective open-loop gain is reduced.

Class-G distortion artefacts are reduced by normal dominant-pole feedback
in  much  the  same  way  as  crossover  non-linearities,  i.e.  not  all  that
effectively, because the artefacts take up a very small part of the cycle and
are therefore composed of high-order harmonics. Therefore a compensa-
tion system that increases the feedback factor at high audio frequencies will
be effective on switching artefacts, in the same way that it is for crossover
distortion. The simplest way to implement two-pole circuit compensation is
shown in Figure 10.23. Further details are given on page 188.

312

Figure 10.23

The circuit
modification for two-
pole compensation

Figure 10.24

The THD plot for B +
C operation with
two-pole
compensation (20 W
and 30 W into 8 !).
Compare with
Figures 10.13
(B + C) and 10.19
(A + C)

Class-G power amplifiers

The results of two-pole compensation for B + C are shown in Figure 10.24;
comparing it with Figure 10.13 (the normally compensated B + C amplifier)
the above-transition (30 W) THD at 10 kHz has dropped from 0.008% to
0.005%; the sub-transition (20 W) THD at 10 kHz has fallen from 0.007%
to  0.003%.  Comparisons  have  to  be  done  at  10 kHz  or  thereabouts  to
ensure there is enough to measure.

Now comparing the two-pole B + C amplifier with Figure 10.19 (the A + C
amplifier) the above-transition (30 W) THD at 10 kHz of the former is lower
at 0.005% compared with 0.008%. As I have demonstrated before, proper
use of two-pole compensation can give you a Class-B amplifier that is hard
to  distinguish  from  Class-A  –  at  least  until  you  put  your  hand  on  the
heatsink.

Further variations on Class-G

This by no means exhausts the possible variations that can be played on
Class-G. For example, it is not necessary for the outer devices to operate
synchronously with the inner devices. So long as they turn on in time, they
can  turn  off  much  later  without  penalty  except  in  terms  of  increased
dissipation. In so-called syllabic Class-G, the outer devices turn on fast but
then  typically  remain  on  for  100 msec  or  so  to  prevent  glitching;  see
Funada and Akiya

[7]

for one version. Given the good results obtained with

straight Class-G, this no longer seems a promising route to explore.

With the unstoppable advance of multichannel amplifier and powered sub-
woofers,  Class-G  is  at  last  coming  into  its  own.  It  has  recently  even
appeared in a Texas ADSL driver IC. I hope I have shown how to make it
work,  and  then  how  to  make  it  work  better.  From  the  results  of  a  Web
search done today, I would modestly suggest that this might be the lowest
distortion Class-G amplifier so far.

References

1. Self, D Self On Audio Newnes, ISBN 0–7506–4765–5, p. 347.
2. Sampei  et  al  ‘Highest  Efficiency  and  Super  Quality  Audio  Amplifier

Using MOS Power FETs in Class-G Operation’ IEEE Trans on Consumer
Electronics, Vol CE–24, #3 Aug 1978, p. 300.

3. Feldman  ‘Class-G  High  Efficiency  Hi-Fi  Amplifier’  Radio  Electronics,

Aug 1976, p. 47.

4. Self, D Self On Audio Newnes, ISBN 0–7506–4765–5, p. 369.
5. Self, D Self On Audio Newnes, ISBN 0–7506–4765–5, p. 386.
6. Self, D Self On Audio Newnes, ISBN 0–7506–4765–5 p. 293.
7. Funada  &  Akiya  ‘A  Study  of  High-Efficiency  Audio  Power  Amplifiers

Using a Voltage Switching Method’ Journ. Audio Eng. Soc. Vol 32 #10,
Oct 1984, p. 755.

313

11

FET output stages

The characteristics of power FETS

An FET is essentially a voltage-controlled device. So are BJTs, despite the
conventional wisdom that persists in regarding them as current-controlled.
They are not, even if BJT base currents are non-negligible.

The power FETs normally used are enhancement devices – in other words,
with no voltage between gate and source they remain off. In contrast, the
junction  FETs  found  in  small-signal  circuitry  are  depletion  devices,
requiring the gate to be taken negative of the source (for the most common
N-channel  devices)  to  reduce  the  drain  current  to  usable  proportions.
(Please  note  that  the  standard  information  on  FET  operation  is  in  many
textbooks and will not be repeated here.)

Power FETs have large internal capacitances, both from gate to drain, and
from  gate  to  source.  The  gate-source  capacitance  is  effectively  boot-
strapped by the source-follower configuration, but the gate-drain capaci-
tance, which can easily total 2000 pF, remains to be driven by the previous
stage. There is an obvious danger that this will compromise the amplifier
slew-rate if the VAS is not designed to cope.

FETs  tend  to  have  much  larger  bandwidths  than  BJT  output  devices.  My
own experience is that this tends to manifest itself as a greater propensity
for  parasitic  oscillation  rather  than  anything  useful,  but  the  tempting
prospect  of  higher  global  NFB  factors  due  to  a  higher  output  stage  pole
remains. The current state of knowledge does not yet permit a definitive
judgement on this.

A great deal has been said on the thermal coefficients of the Vbias voltage.
It is certainly true that the temp coefficient at high drain currents is negative

314