Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Class-G power amplifiers

aesthetically – if not perhaps audibly. This is not the place to define the low-
frequency bandwidth of the system – this must be done earlier in the signal
chain,  where  it  can  be  properly  implemented  with  more  accurate  non-
electrolytic capacitors. The protection diodes D1 to D4 prevent damage to
C2 if the amplifier suffers a fault that makes it saturate in either direction;
it  looks  like  an  extremely  dubious  place  to  put  diodes  but  since  they
normally  have  no  AC  or  DC  voltage  across  them  no  measurable  or
detectable distortion is generated.
The  Voltage-Amplifier-Stage  (VAS)  Q11  is  enhanced  by  emitter-follower
Q10  inside  the  Miller-compensation  loop,  so  that  the  local  negative
feedback  that  linearises  the  VAS  is  increased.  This  effectively  eliminates
VAS non-linearity. Thus increasing the local feedback also reduces the VAS
collector impedance, so a VAS-buffer to prevent Distortion 4 (loading of
VAS collector by the non-linear input impedance of the output stage) is not
required.  Miller  capacitor  Cdom  is  relatively  big  at  100 pF,  to  swamp
transistor  internal  capacitances  and  circuit  strays,  and  make  the  design
predictable. The slew rate calculates as 40 V/µsec use in each direction.
VAS collector-load Q7 is a standard current source.
Almost  all  the  THD  from  a  Blameless  amplifier  derives  from  crossover
distortion, so keeping the quiescent conditions optimal to minimise this is
essential. The bias generator for an EF output stage, whether in Class-B or
Class-G, is required to cancel out the Vbe variations of four junctions in
series;  those  of  the two drivers and the two output devices. This sounds
difficult,  because  the  dissipation  in  the  two  types  of  devices  is  quite
different, but the problem is easier than it looks. In the EF type of output
stage the driver dissipation is almost constant as power output varies, and
so the problem is reduced to tracking the two output device junctions. The
bias  generator  Q8  is  a  standard  Vbe-multiplier,  with  R23  chosen  to
minimise  variations  in  the  quiescent  conditions  when  the  supply  rails
change. The bias generator should be in contact with the top of one of the
inner output devices, and not the heatsink itself. This position gives much
faster and less attenuated thermal feedback to Q8. The VAS collector circuit
incorporates not only bias generator Q8 but also the two Zeners D8, D9
which  determine  how  early  rail-switching  occurs  as  the  inner  device
emitters approach the inner (lower) voltage rails.
The  output  stage  was  selected  as  an  EF  (emitter-follower)  type  as  this  is
known  to  be  less  prone  to  parasitic  or  local  oscillations  than  the  CFP
configuration, and since this design was to the same extent heading into the
unknown it seemed wise to be cautious where possible. R32 is the usual
shared emitter resistor for the inner drivers. The outer drivers Q16 and Q17
have their own emitter resistors R33 and R36, which have their usual role
of  establishing  a  reasonable  current  in  the  drivers  as  they  turn  on,  to
increase driver transconductance, and also in speeding up turn-off of the
outer output devices by providing a route for charge-carriers to leave the
output device bases.

305

Audio Power Amplifier Design Handbook

As explained above, the inner driver collectors are connected to the outer
rails to minimise the gain-steps caused by the abrupt change in collector
voltage when rail transition occurs.

Deciding  the  size  of  heatsink  required  for  this  amplifier  is  not  easy,
mainly because the heat dissipated by a Class-G amplifier depends very
much  on  the  rail  voltages  chosen  and  the  signal  statistics.  A  Class-B
design  giving  120 W  into  8R  would  need  a  heatsink  with  thermal
resistance  of  the  order  of  1°C/W (per channel); a good starting point for
a  Class-G  version  giving  the  same  power  would  be  about  half  the  size,
i.e.  2°C/W.  The  Schottky  commutating  diodes  do  not  require  much
heatsinking, as they conduct only intermittently and have a low forward
voltage  drop.  It  is  usually  convenient  to  mount  them  on  the  main
heatsink,  even  if  this  does  mean  that  most  of  the  time  they  are  being
heated  rather  than  cooled.

C15 and R38 make up the usual Zobel network. The coil L1, damped by
R39, isolates the amplifier from load capacitance. A component with 15 to
20 turns at 1 inch diameter should work well; the value of inductance for
stability is not all that critical.

The performance

Figure  10.13  shows  the  THD  at  20 W/50 W  (into  8 !)  and  I  think  this
demonstrates at once that the design is a practical competitor for Class-B
amplifiers.  Compare  these  results  with  the  upper  trace  of  Figure  10.14,
taken from a Blameless Class-B amplifier at 50 W, 8 !. Note the lower trace
of Figure 10.14 is for 30 kHz bandwidth, used to demonstrate the lack of
distortion  below  1 kHz;  the  THD  data  above  30 kHz  is  in  this  case
meaningless as all the harmonics are filtered out. All the Class-G plots here

306

Figure 10.13

THD versus
frequency, at 20 W
(below transition) and
50 W into an 8 !
load. The joggle
around 8 kHz is due
to a cancellation of
harmonics from
crossover and
transition. 80 kHz
bandwidth

Class-G power amplifiers

are  taken  at  80 kHz  to  make  sure  any  high-order  glitching  is  properly
measured.

Figure 10.15 shows the actual THD residual at 50 W output power. The
glitches  from  the  gain-steps  are  more  jagged  than  the  crossover  dis-
turbances, as would be expected from the output stage gain plot in Figures
10.9,  10.11.  Figure  10.16  confirms  that  at  20 W,  below  transition,  the
residual is indistinguishable from that of a Blameless Class-B amplifier; in
this region, where the amplifier is likely to spend most of its time, there are
no compromises on quality.

307

Figure 10.14

THD versus frequency
for a Blameless
Class-B amplifier at
50 W, 8 !

Figure 10.15

The THD residual
waveform at 50 W
into 8 !. This residual
may look rough, but
in fact it had to be
averaged eight times
to dig the glitches
and crossover out of
the noise; THD is
only 0.0012%. The
vertical lines show
where transition
occurs

Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 10.17 shows THD versus level, demonstrating how THD increases
around 28 W as transition begins. The steps at about 10 W are nothing to do
with the amplifier – they are artefacts due to internal range-switching in the
measuring system.

Figure 10.18 shows for real the benefits of powering the inner drivers from
the outer supply rails. In SPICE simulation (see above) the gain-steps were
roughly halved in size by this modification, and Figure 10.18 duly confirms
that  the  THD  is  halved  in  the  HF  region,  the  only  area  where  it  is
sufficiently clear of the noise floor to be measured with any confidence.

308

Figure 10.16

The THD residual
waveform at 20 W
into 8 !, below
transition. Only
crossover artefacts
are visible as there is
no rail-switching

Figure 10.17

THD versus level,
showing how THD
increases around
28 W as transition
begins. Class-A + C
is the lower and
Class-B + C the
upper trace

Class-G power amplifiers

Deriving a new kind of amplifier: Class-A + C

A conventional Class-B power amplifier can be almost instantly converted
to  push-pull  Class-A  simply  by  increasing  the  bias  voltage  to  make  the
required quiescent current flow. This is the only real circuit change, though
naturally major increases in heatsinking and power-supply capability are
required for practical use. Exactly the same principle applies to the Class-G
amplifier. Recently I suggested a new and much more flexible system for
classifying amplifier types

[6]

and here it comes in very handy. Describing

Class-G operation as Class-B + C immediately indicates that only a bias
increase  is  required  to  transform  it  into  Class-A  +  C,  and  a  new  type  of
amplifier  is  born.  This  amplifier  configuration  combines  the  superb
linearity  of  classic  Class-A  up  to  the  transition  level,  with  only  minor
distortion artefacts occurring at higher levels, as demonstrated for Class-B
+  C  above.  Using  Class-A  means  that  the  simple  Vbe-multiplier  bias
generator can be replaced with precise negative feedback control of the
quiescent current, as implemented in the Trimodal amplifier in this book.
There is no reason why an amplifier could not be configured as a Class-G
Trimodal, i.e. manually switchable between Classes A and B. That would
indeed be an interesting machine.

In Figure 10.19 is shown the THD plot for such an A + C amplifier working
at 20 W and 30 W into 8 !. At 20 W the distortion is very low indeed, no
higher  than  a  pure  Class-A  amplifier.  At  30 W  the  transition  gain-steps
appear, but the THD remains very well controlled, and no higher than a
Blameless Class-B design. Note that as in Class-B, when the THD does start
to  rise  it  only  does  so  at  6 dB/octave.  The  quiescent  current  was  set  to
1.5 amps.

309

Figure 10.18

THD plot of real
amplifier driving
50 W into 8 !. Rails
were ±40 and
±25 V. Distortion at
HF is halved by
connecting the inner
drivers to the outer
supply rails rather
than the inner rails