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The general principles of

power amplifiers

How a generic amplifier works

Figure  3.1  shows  a  very  conventional  power  amplifier  circuit;  it  is  as
standard as possible. A great deal has been written about this configuration,
though  the  subtlety  and  quiet  effectiveness  of  the  topology  are  usually
overlooked,  and  the  explanation  below  therefore  touches  on  several
aspects that seem to be almost unknown. The circuit has the merit of being
docile enough to be made into a functioning amplifier by someone who
has only the sketchiest of notions as to how it works.

The input differential pair implements one of the few forms of distortion
cancellation that can be relied upon to work reliably without adjustment –
this is because the transconductance of the input pair is determined by the
physics of transistor action rather than matching of ill-defined parameters
such as beta; the logarithmic relation between Ic and Vbe is proverbially
accurate over some eight or nine decades of current variation.

The voltage signal at the Voltage Amplifier Stage (hereafter VAS) transistor
base  is  typically  a  couple  of  millivolts,  looking  rather  like  a  distorted
triangle wave. Fortunately the voltage here is of little more than academic
interest, as the circuit topology essentially consists of a transconductance
amp  (voltage-difference  input  to  current  output)  driving  into  a  trans-
resistance  (current-to-voltage  converter)  stage.  In  the  first  case  the
exponential Vbe/Ic law is straightened out by the differential-pair action,
and in the second the global (overall) feedback factor at LF is sufficient to
linearise  the  VAS,  while  at  HF  shunt  Negative  Feedback  (hereafter  NFB)
through Cdom conveniently takes over VAS-linearisation while the overall
feedback factor is falling.

The  behaviour  of  Miller  dominant-pole  compensation  in  this  stage  is
actually  exceedingly  elegant,  and  not  at  all  a  case  of  finding  the  most

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The general principles of power amplifiers

vulnerable transistor and slugging it. As frequency rises and Cdom begins to
take  effect,  negative  feedback  is  no  longer  applied  globally  around  the
whole  amplifier,  which  would  include  the  higher  poles,  but  instead  is
seamlessly transferred to a purely local role in linearising the VAS. Since
this stage effectively contains a single gain transistor, any amount of NFB
can be applied to it without stability problems.

The amplifier operates in two regions; the LF, where open-loop (o/I) gain is
substantially constant, and HF, above the dominant-pole breakpoint, where
the gain is decreasing steadily at 6 dB/octave. Assuming the output stage is
unity-gain, three simple relationships define the gain in these two regions:

LF gain = g

m

× beta × R

c

Equation 3.1

At least one of the factors that set this (beta) is not well-controlled and so
the  LF  gain  of  the  amplifier  is  to  a  certain  extent  a  matter  of  pot-luck;

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Figure 3.1

a A conventional
Class-B power amp
circuit. b With small-
signal Class-A output
emitter-follower
replacing Class-B
output to make a
model amplifier

Audio Power Amplifier Design Handbook

fortunately this doesn’t matter, so long as it is high enough to give a suitable
level of NFB to eliminate LF distortion. The use of the word eliminate is
deliberate, as will be seen later. Usually the LF gain, or HF local feedback-
factor, is made high by increasing the effective value of the VAS collector
impedance  Rc,  either  by  the  use  of  current-source  collector-load,  or  by
some form of bootstrapping.

The other important relations are:

HF gain = g

m

/ (w 

× C

dom

)

Equation 3.2

Dominant pole freq P1 = 1/(w 

× C

dom

× beta × R

c

)

Equation 3.3

(where w = 2 

× pi × freq).

In the HF region, things are distinctly more difficult as regards distortion, for
while the VAS is locally linearised, the global feedback-factor available to
linearise the input and output stages is falling steadily at 6 dB/octave. For
the time being we will assume that it is possible to define an HF gain (say
N dB  at  20 kHz)  which  will  assure  stability  with  practical  loads  and
component  variations.  Note  that  the  HF  gain,  and  therefore  both  HF
distortion  and  stability  margin,  are  set  by  the  simple  combination  of  the
input  stage  transconductance  and  one  capacitor,  and  most  components
have no effect on it at all.

It is often said that the use of a high VAS collector impedance provides a
current  drive  to  the  output  devices,  often  with  the  implication  that  this
somehow  allows  the  stage  to  skip  quickly  and  lightly  over  the  dreaded
crossover region. This is a misconception – the collector impedance falls to
a few kilohms at HF, due to increasing local feedback through Cdom, and
in any case it is very doubtful if true current drive would be a good thing
–  calculation  shows  that  a  low-impedance  voltage  drive  minimises
distortion  due  to  beta-unmatched  output  halves

[1]

,  and  it  certainly

eliminates the effect of Distortion 4, described below.

The advantages of convention

It is probably not an accident that the generic configuration is by a long
way the most popular, though in the uncertain world of audio technology
it  is  unwise  to  be  too  dogmatic  about  this  sort  of  thing.  The  generic
configuration has several advantages over other approaches:

!

The  input  pair  not  only  provides  the  simplest  way  of  making  a  DC-
coupled amplifier with a dependably small output offset voltage, but can
also  (given  half  a  chance)  completely  cancel  the  2nd-harmonic
distortion which would be generated by a single-transistor input stage.
One  vital  condition  for  this  must  be  met;  the  pair  must  be  accurately
balanced  by  choosing  the  associated  components  so  that  the  two
collector currents are equal. (The typical component values shown in
Figure 3.1 do not bring about this most desirable state of affairs.)

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The general principles of power amplifiers

!

The input devices work at a constant and near-equal Vce, giving good
thermal balance.

!

The input pair has virtually no voltage gain so no low-frequency pole
can  be  generated  by  Miller  effect  in  the  TR2  collector-base  capaci-
tance. All the voltage gain is provided by the VAS stage, which makes
for easy compensation. Feedback through Cdom lowers VAS input and
output  impedances,  minimising  the  effect  of  input-stage  capacitance,
and  the  output  stage  capacitance.  This  is  often  known  as  pole-
splitting

[2]

;  the  pole  of  the  VAS  is  moved  downwards  in  frequency  to

become the dominant pole, while the input-stage pole is pushed up in
frequency.

!

The VAS Miller compensation capacitance smoothly transfers NFB from
a global loop that may be unstable, to the VAS local loop that cannot be.
It is quite wrong to state that all the benefits of feedback are lost as the
frequency increases above the dominant pole, as the VAS is still being
linearised. This position of Cdom also swamps the rather variable Ccb of
the VAS transistor.

The eight distortions

My original series of articles on amplifier distortion listed seven important
distortion mechanisms, all of which are applicable to any Class-B amplifier,
and do not depend on particular circuit arrangements. As a result of further
experimentation, I have now increased this to eight.

In the typical amplifier THD is often thought to be simply due to the Class-B
nature  of  the  output  stage,  which  is  linearised  less  effectively  as  the
feedback factor falls with increasing frequency. This is, however, only true
when all the removable sources of distortion have been eliminated. In the
vast  majority  of  amplifiers  in  production,  the  true  situation  is  more
complex,  as  the  small-signal  stages  can  generate  significant  distortion  of
their own, in at least two different ways; this distortion can easily exceed
output  stage  distortion  at  high  frequencies.  It  is  particularly  inelegant  to
allow this to occur given the freedom of design possible in the small-signal
section.

If the ills that a class-B stage is heir to are included then there are eight
major distortion mechanisms. Note that this assumes that the amplifier is
not  overloaded,  and  has  proper  global  or  Nyquist  stability  and  does  not
suffer from any parasitic oscillations; the latter, if of high enough frequency,
tend  to  manifest  themselves  only  as  unexpected  increases  in  distortion,
sometimes at very specific power outputs and frequencies.

In Figure 3.2 an attempt has been made to show the distortion situation
diagrammatically,  indicating  the  location  of  each  mechanism  within  the
amplifier. Distortion 8 is not shown.

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Audio Power Amplifier Design Handbook

Distortion one: input stage distortion

Non-linearity in the input stage. If this is a carefully-balanced differential
pair then the distortion is typically only measurable at HF, rises at 18 dB/
octave, and is almost pure third harmonic. If the input pair is unbalanced
(which from published circuitry it usually is) then the HF distortion emerges
from  the  noise  floor  earlier,  as  frequency  increases,  and  rises  at  12 dB/
octave as it is mostly second harmonic.

Distortion two: vas distortion

Non-linearity  in  the  voltage-amplifier  stage  (which  I  call  the  VAS  for
concision) surprisingly does not always figure in the total distortion. If it
does, it remains constant until the dominant-pole freq P1 is reached, and
then rises at 6 dB/octave. With the configurations discussed here it is always
second harmonic.

Usually the level is very low due to linearising negative feedback through
the dominant-pole capacitor. Hence if you crank up the local VAS open-
loop gain, for example by cascoding or putting more current-gain in the
local VAS-Cdom loop, and attend to Distortion 4) below, you can usually
ignore VAS distortion.

Distortion three: output stage distortion

Non-linearity in the output stage, which is naturally the obvious source.
This in a Class-B amplifier will be a complex mix of large-signal distortion
and crossover effects, the latter generating a spray of high-order harmonics,
and  in  general  rising  at  6 dB/octave  as  the  amount  of  negative  feedback

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Figure 3.2

The location of the first
seven major distortion
mechanisms. The
eighth (capacitor
distortion) is omitted for
clarity