Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The general principles of power amplifiers

decreases. Large-signal THD worsens with 4 ! loads and worsens again at
2 !. The picture is complicated by dilatory switch-off in the relatively slow
output devices, ominously signalled by supply current increasing in the top
audio octaves.

Distortion four: VAS loading distortion

Loading of the VAS by the non-linear input impedance of the output stage.
When all other distortion sources have been attended to, this is the limiting
distortion factor at LF (say below 2 kHz); it is simply cured by buffering the
VAS  from  the  output  stage.  Magnitude  is  essentially  constant  with
frequency, though overall effect in a complete amplifier becomes less as
frequency rises and feedback through Cdom starts to linearise the VAS.

Distortion five: rail decoupling distortion

Non-linearity  caused  by  large  rail-decoupling  capacitors  feeding  the
distorted signals on the supply lines into the signal ground. This seems to be
the  reason  that  many  amplifiers  have  rising  THD  at  low  frequencies.
Examining  one  commercial  amplifier  kit,  I  found  that  rerouting  the
decoupler ground-return reduced the THD at 20 Hz by a factor of three.

Distortion six: induction distortion

Non-linearity  caused  by  induction  of  Class-B  supply  currents  into  the
output,  ground,  or  negative-feedback  lines.  This  was  highlighted  by
Cherry

[3]

but seems to remain largely unknown; it is an insidious distortion

that is hard to remove, though when you know what to look for on the THD
residual  it  is  fairly  easy  to  identify.  I  suspect  that  a  large  number  of
commercial amplifiers suffer from this to some extent.

Distortion seven: NFB takeoff distortion

Non-linearity resulting from taking the NFB feed from slightly the wrong
place  near  where  the  power-transistor  Class-B  currents  sum  to  form  the
output. This may well be another very prevalent defect.

Distortion eight: capacitor distortion

Distortion,  rising  as  frequency  falls,  caused  by  non-linearity  in  the  input
DC-blocking  capacitor  or  the  feedback  network  capacitor.  The  latter  is
more likely.

Non-existent distortions

Having  set  down  what  might  be  called  The  Eight  Great  Distortions,  we
must pause to put to flight a few Paper Tigers . . . The first is common-mode

65

Audio Power Amplifier Design Handbook

distortion  in  the  input  stage,  a  spectre  that  haunts  the  correspondence
columns.  Since  it  is  fairly  easy  to  make  an  amplifier  with  less  than
<0.00065%  THD  (1 kHz)  without  paying  any  special  attention  to  this  it
cannot be too serious a problem.

Giovani  Stochino  and  I  have  investigated  this  a  little,  and  we  have
independently found that if the common-mode voltage on the input pair is
greatly  increased,  then  a  previously  negligible  distortion  mechanism  is
indeed provoked. This CM increase is achieved by reducing the C/L gain to
between 1 and 2x; the input signal is much larger for the same output, and
the  feedback  signal  must  match  it,  so  the  input  stage  experiences  a
proportional increase in CM voltage.

At  present  it  appears  that  the  distortion  produced  by  this  mechanism
increases as the square of the CM voltage. It therefore appears that the only
precautions required against common-mode distortion are to ensure that
the closed-loop gain is at least 5 times (which is no hardship, as it almost
certainly is anyway) and to use a tail current-source for the input pair.

The second distortion conspicuous by its absence in the list is the injection
of distorted supply-rail signals directly into the amplifier circuitry. Although
this  putative  mechanism  has  received  a  lot  of  attention

[4]

,  dealing  with

Distortion 5 above by proper grounding seems to be all that is required;
once  more,  if  triple-zero  THD  can  be  attained  using  simple  unregulated
supplies and without paying any attention to the Power Supply Rejection
Ratio beyond keeping the amplifier free from hum (which it reliably can be)
then there seems to be no problem. There is certainly no need for regulated
supply rails to get a good performance. PSRR does need careful attention if
the hum/noise performance is to be of the first order, but a little RC filtering
is usually all that is needed. This is dealt with in Chapter 8.

A  third  mechanism  of  very  doubtful  validity  is  thermal  distortion,
allegedly induced by parameter changes in semiconductor devices whose
instantaneous  power  dissipation  varies  over  a  cycle.  This  would  surely
manifest  itself  as  a  distortion  rise  at  very  low  frequencies,  but  it  simply
does not happen. There are several distortion mechanisms that can give a
THD rise at LF, but when these are eliminated the typical distortion trace
remains flat down to at least 10 Hz. The worst thermal effects would be
expected in Class-B output stages where dissipation varies wildly over a
cycle; however drivers and output devices have relatively large junctions
with  high  thermal  inertia.  Low  frequencies  are  of  course  also  where  the
NFB  factor  is  at  its  maximum.  This  contentious  issue  is  dealt  with  at
greater length in Chapter 5.

To return to our list of the unmagnificent eight, note that only Distortion 3
is directly due to O/P stage non-linearity, though numbers 4–7 all result
from the Class-B nature of the typical output stage. Distortion 8 can happen
in any amplifier stage.

66

The general principles of power amplifiers

The performance of a standard amplifier

The THD curve for the standard amplifier is shown in Figure 3.3. As usual,
distortion increases with frequency, and as we shall see later, would give
grounds for suspicion if it did not. The flat part of the curve below 500 Hz
represents  non-frequency-sensitive  distortion  rather  than  the  noise  floor,
which for this case is at the 0.0005% level. Above 500 Hz the distortion
rises  at  an  increasing  rate,  rather  than  a  constant  number  of  dB/octave,
due  to  the  combination  of  Distortions  1,  2,  3  and  4.  (In  this  case
Distortions  5,  6  and  7  have  been  carefully  eliminated  to  keep  things
simple; this is why the distortion performance looks good already, and the
significance  of  this  should  not  be  overlooked.)  It  is  often  written  that
having distortion constant across the audio band is a Good Thing; a most
unhappy  conclusion,  as  the  only  practical  way  to  achieve  this  with  a
Class-B  amplifier  is  to  increase the  distortion  at  LF,  for  example  by
allowing the VAS to distort significantly.

It should now be clear why it is hard to wring linearity out of such a snake-
pit of contending distortions. A circuit-value change is likely to alter at least
2 of the distortion mechanisms, and probably change the o/l gain as well;
in the coming chapters I shall demonstrate how each distortion mechanism
can be measured and manipulated in isolation.

Open-loop linearity and how to determine it

Improving  something  demands  measuring  it,  and  thus  it  is  essential  to
examine  the  open-loop  linearity  of  power-amp  circuitry.  This  cannot  be
done directly, so it is necessary to measure the NFB factor and calculate
open-loop  distortion  from  closed-loop  measurements.  The  closed-loop
gain is normally set by input sensitivity requirements.

67

Figure 3.3

The distortion
performance of the
Class-B amplifier in
Figure 3.1

Audio Power Amplifier Design Handbook

Measuring  the  feedback-factor  is  at  first  sight  difficult,  as  it  means
determining the open-loop gain. Standard methods for measuring op-amp
open-loop gain involve breaking feedback-loops and manipulating closed-
loop  (c/l)  gains,  procedures  that  are  likely  to  send  the  average  power-
amplifier  into  fits.  Nonetheless  the  need  to  measure  this  parameter  is
inescapable, as a typical circuit modification – e.g. changing the value of
R2 – changes the open-loop gain as well as the linearity, and to prevent
total  confusion  it  is  essential  to  keep  a  very  clear  idea  of  whether  an
observed  change  is  due  to  an  improvement  in  o/l  linearity  or  merely
because the o/l gain has risen. It is wise to keep a running check on this as
work  proceeds,  so  the  direct  method  of  open-loop  gain  measurement
shown in Figure 3.4 was evolved.

Direct o/l gain measurement

The amplifier shown in Figure 3.1 is a differential amplifier, so its open-
loop gain is simply the output divided by the voltage difference between
the  inputs.  If  output  voltage  is  kept  constant  by  providing  a  constant
swept-frequency  voltage  at  the  +ve  input,  then  a  plot  of  open-loop  gain
versus frequency is obtained by measuring the error-voltage between the
inputs,  and  referring  this  to  the  output  level.  This  gives  an  upside-down
plot  that  rises  at  HF  rather  than  falling,  as  the  differential  amplifier
requires  more  input  for  the  same  output  as  frequency  increases,  but  the
method  is  so  quick  and  convenient  that  this  can  be  lived  with.  Gain  is
plotted  in  dB  with  respect  to  the  chosen  output  level  (+16 dBu  in  this
case)  and  the  actual  gain  at  any  frequency  can  be  read  off  simply  by
dropping  the  minus  sign.  Figure  3.5  shows  the  plot  for  the  amplifier  in
Figure  3.1.

68

Figure 3.4

Test circuit for
measuring open-loop
gain directly. The
accuracy with which
high o/l gains can be
measured depends on
the testgear CMRR

The general principles of power amplifiers

The  HF-region  gain  slope  is  always  6 dB/octave  unless  you  are  using
something special in the way of compensation, and by the Nyquist rules
must  continue  at  this  slope  until  it  intersects  the  horizontal  line
representing the feedback factor, if the amplifier is stable. In other words,
the slope is not being accelerated by other poles until the loop gain has
fallen to unity, and this provides a simple way of putting a lower bound
on  the  next  pole  P2;  the  important  P2  frequency  (which  is  usually
somewhat  mysterious)  must  be  above  the  intersection  frequency  if  the
amplifier  is  seen  to  be  stable.

Given  test-gear  with  a  sufficiently  high  Common-Mode-Rejection-Ratio
balanced  input,  the  method  of  Figure  3.4  is  simple;  just  buffer  the
differential inputs from the cable capacitance with TL072 buffers, which
place  negligible  loading  on  the  circuit  if  normal  component  values  are
used. In particular be wary of adding stray capacitance to ground to the –ve
input,  as  this  directly  imperils  amplifier  stability  by  adding  an  extra
feedback pole. Short wires from power amplifier to buffer IC can usually be
unscreened as they are driven from low impedances.

The  testgear  input  CMRR  defines  the  maximum  open-loop  gain  measur-
able; I used an Audio Precision System-1 without any special alignment of
CMRR. A calibration plot can be produced by feeding the two buffer inputs
from  the  same  signal;  this  will  probably  be  found  to  rise  at  6 dB/octave,
being set by the inevitable input assymmetries. This must be low enough for
amplifier  error  signals  to  be  above  it  by  at  least  10 dB  for  reasonable
accuracy. The calibration plot will flatten out at low frequencies, and may
even  show  an  LF  rise  due  to  imbalance  of  the  test-gear  input-blocking
capacitors; this can make determination of the lowest pole P1 difficult, but
this is not usually a vital parameter in itself.

69

Figure 3.5

Open-loop gain
versus freq plot for
Figure 3.1. Note that
the curve rises as gain
falls, because the
amplifier error is the
actual quantity
measured