Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

120

Figure 5.11

Quasi-complementary
large-signal gain vs
output

Figure 5.12

Quasi crossover region
+/–20 V, Vbias as
parameter

The output stage I

value of R1 in Figure 5.5c is not critical; making it about the same as Rc
seems to work well.

Triple-based output configurations

If we allow the use of three rather than two bipolar transistors in each half
of  an  output  stage,  the  number  of  circuit  permutations  possible  leaps
upwards,  and  I  cannot  provide  even  a  rapid  overview  in  the  space
available.  There  are  two  possible  advantages  if  output  triples  are  used
correctly:

1 better linearity at high output voltages and currents,
2 more  stable  quiescent  setting  as  the  pre-drivers  can  be  arranged  to

handle very little power indeed, and to remain almost cold in use.

However,  triples  do  not  abolish  crossover  distortion,  and  they  are,  as
usually  configured,  incapable  of  reverse-biasing  the  output  bases  to
improve switchoff. Figure 5.6 shows three of the more useful ways to make
a triple output stage – all of those shown (with the possible exception of
Figure  5.6c,  which  I  have  just  made  up)  have  been  used  in  commercial
designs,  and  Figure  5.6a  will  be  recognised  as  the  Quad-303  quasi-
complementary triple. The design of triples demands care, as the possibility
of local HF instability in each output half is very real.

Triple EF output stages

Sometimes it is necessary to use a triple output stage simply because the
currents  flowing  in  the  output  stage  are  too  big  to  be  handled  by  two
transistors in cascade. If you are driving 2 ! or 1 ! loads, then typically
there will be multiple output devices in parallel. Providing the base current
for  five  or  more  output  transistors,  with  their  relatively  low  beta,  will
usually be beyond the normal driver types, and it is common to use another
output device as the driver. This will hopefully have the power-handling
capability, but with this comes low beta once again. This means that the
driver base currents in turn become too large for a normal VAS stage to
source.  There  are  two  solutions  –  make  the  VAS  capable  of  sourcing
hundreds of mA, or insert another stage of current – gain between VAS and
drivers.  The  latter  is  much  easier,  and  the  usual  choice.  These  extra
transistors are usually called the pre-drivers (see Figure 5.13).

In this circuit the pre-drivers dissipate relatively little power, and providing
they are medium-power devices such as those in a TO220 package it is
unlikely that they will need heatsinking to cope with the demands made on
them. There is, however, another reason to fit pre-drive heatsinks – or at
least make room at the layout stage so you have the option.

In Figure 5.13 there is about 1.2 V across R2, so Q3, 4 have to supply a
standing current of about 7 mA. This has no effect on the drivers as they are

121

Audio Power Amplifier Design Handbook

likely to be well cooled to deal with normal load demands. However, the
voltage  across  R1  is  two  Vbe’s  higher,  at  2.4 V,  so  the  standing  current
through it is actually higher at 7.3 mA. (The exact figures naturally depend
on the values for R1, R2 that are chosen, but it is difficult to make them
much higher than shown here without compromising the speed of high-
frequency turn-off.) The pre-drivers are usually small devices, and so they
are likely to get warm, and this leads to drift in the bias conditions after
switch-on. Adding heatsinks cannot eliminate this effect, but does usefully
reduce it.

In  a  triple-EF  output  stage  like  this  the  Vbias  generator  must  produce
enough  voltage  to  turn  on  six  base-emitter  junctions,  plus  the  small
standing  voltage  Vq  across  the  emitter  resistors,  totalling  about  3.9 V  in
practice. The Vbe of the bias transistor is therefore being multiplied by a
larger factor, and Vbias will drop more for the same temperature rise. This
should be taken into account, as it is easy with this kind of output stage to
come up with a bias generator that is overcompensated for temperature.

Distortion and its mechanisms

Subdividing  Distortion  3  into  Large-Signal  Non-linearity,  crossover,  and
switchoff distortion provides a basis for judging which output stage is best.
The LSN is determined by both circuit topology and device characteristics,

122

Figure 5.13

A triple-EF output stage. Both pre-drivers and drivers have emitter-resistors

The output stage I

crossover  distortion  is  critically  related  to  quiescent-conditions  stability,
and switchoff distortion depends strongly on the output stage’s ability to
remove  carriers  from  power  BJT  bases.  I  now  look  at  how  these
shortcomings can be improved, and the effect they have when an output
stage is used closed-loop.

In Chapter 4 it was demonstrated that the distortion from the small-signal
stages  can  be  kept  to  very  low  levels  that  will  prove  to  be  negligible
compared  with  closed-loop  output-stage  distortion,  by  the  adroit  use  of
relatively  conventional  circuitry.  Likewise,  Chapter  6  will  reveal  that
Distortions  4  to  8  can  be  effectively  eliminated  by  lesser-known  but
straightforward methods. This leaves Distortion 3, in its three components,
as the only distortion that is in any sense unavoidable, as Class-B stages
completely free from crossover artefacts are so far beyond us.

This  is  therefore  a  good  place  to  review  the  concept  of  a  Blameless
amplifier,  introduced  in  Chapter  3;  one  designed  so  that  all  the  easily-
defeated distortion mechanisms have been rendered negligible. (Note that
the  word  Blameless has  been  carefully  chosen  to  not  imply  Perfection.)
Distortion 1 cannot be totally eradicated, but its onset can be pushed well
above 20 kHz. Distortion 2 can be effectively eliminated by cascoding, and
Distortion 4–Distortion 7 can be made negligible by simple measures to be
described later. This leaves Distortion 3, which includes the knottiest Class-
B  problems,  i.e.  crossover  distortion  (Distortion  3b)  and  HF  switchoff
difficulties (Distortion 3c).

The design rules presented here will allow the routine design of Blameless
Amplifiers. However, this still leaves the most difficult problem of Class-B
unsolved, so it is too early to conclude that as far as amplifier linearity is
concerned, history is over . . .

Large-signal distortion (Distortion 3a)

Amplifiers always distort more with heavier loading. This is true without
exception so far as I am aware. Why? Is there anything we can do about it?

A Blameless Class-B amplifier typically gives an 8 ! distortion performance
that depends very little on variable transistor characteristics such as beta. At
this load impedance output stage non-linearity is almost entirely crossover
distortion, which is a voltage-domain effect.

As the load impedance of the amplifier is decreased from infinity to 4 !,
distortion  increases  in  an  intriguing  manner.  The  unloaded  THD  is  not
much greater than that from the AP System-1 test oscillator, but as loading
increases crossover distortion rises steadily: see Figure 7.25. When the load
impedance  falls  below  about  8 !,  a  new  distortion  begins  to  appear,
overlaying  the  existing  crossover  non-linearities.  It  is  essentially  third
harmonic. In Figure 5.14 the upper trace shows the 4 ! THD is consistently
twice that for 8 !, once it appears above the noise floor.

123

Audio Power Amplifier Design Handbook

I label this Distortion 3a, or Large Signal Non-linearity (LSN), where ‘Large’
refers to currents rather than voltages. Unlike crossover Distortion 3b, the
amount  of  LSN  generated  is  highly  dependent  on  device  characteristics.
The distortion residual is basically third order because of the symmetric and
compressive  nature  of  the  output  stage  gain  characteristic,  with  some
second harmonic because the beta loss is component dependent and not
perfectly symmetrical in the upper and lower output stage halves. Figure
5.15 shows a typical THD residual for Large Signal Non-linearity, driving
50 W into 4 !. The residual is averaged 64 times to reduce noise.

LSN  occurs  in  both  emitter-follower  (EF)  and  Complementary  Feedback
Pair  (CFP)  output  configurations;  this  section  concentrates  on  the  CFP
version, as shown in Figure 5.5a. Figure 5.16 shows the incremental gain

124

Figure 5.14

Upper trace shows
distortion increase
due to LSN as load
goes from 8 to 4 !.
Blameless amplifier at
25 W/8 !

Figure 5.15

Large Signal Non-
linearity, driving
50 W into 4 ! and
averaged 64 times