Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

130

Figure 5.19

Power transistor beta falls as collector current increases. Beta is normalised to 100 at 0.5 A (from
manufacturers’ data sheets)

Figure 5.20

THD at 40 W/8 !
and 80 W/4 ! with
single 3281/1302
devices

The output stage I

There are other devices showing less beta-droop than standard. In a very
quick survey I unearthed the MJ21193, MJ21194 pair (TO3 package) and
the MJL21193, MJL21194 pair (TO3P package), both from Motorola. These
devices  show  beta-maintenance  intermediate  between  the  ‘super’
3281/1302 and ‘ordinary’ MJ15024/25, so it seemed likely that they would
give less LSN than ordinary power devices, but more than the 3281/1302.
This prediction was tested and duly fulfilled.

It could be argued that multiplying output transistors is an expensive way to
solve a linearity problem. To give this perspective, in a typical stereo power
amplifier  the  total  cost  including  heatsink,  metal  work  and  mains
transformer will only increase by about 5% when the output devices are
doubled.

Feedforward diodes

The first technique I tried to reduce LSN was the addition of power diodes
across  OR22  output  emitter  resistors.  The  improvement  was  only  sig-
nificant for high power into sub-3 ! loading, and was of rather doubtful
utility  for  hi-fi.  Feedforward  diodes  treat  the  symptoms  (by  attempting
distortion cancellation) rather than the root cause, so it is not surprising this
method is of limited effectiveness; see Figure 5.25.

It is my current practice to set the output emitter resistors Re at 0.1 !, rather
than the more common OR22. This change both improves voltage-swing
efficiency  and  reduces  the  extra  distortion  generated  if  the  amplifier  is
erroneously biased into Class AB. As a result even low-impedance loads
give a relatively small voltage drop across Re, which is insufficient to turn
on a silicon power diode at realistic output levels.

Schottky  diodes  have  a  lower  forward  voltage  drop  and  might  be  useful
here.  Tests  with  50 A  diodes  have  been  made  but  have  so  far  not  been

131

Figure 5.21

THD at 40 W/8 !
and 80 W/4 ! with
doubled
3281/1302 output
transistors. 4 ! THD
has been halved
compared with
Figure 5.12

Audio Power Amplifier Design Handbook

encouraging in the distortion reduction achieved. Suitable Schottky diodes
cost at least as much as an output transistor, and two will be needed.

Trouble with triples

In electronics, as in many fields, there is often a choice between applying
brawn  (in  this  case  multiple  power  devices)  or  brains  to  solve  a  given
problem. The ‘brains’ option here would be a clever circuit configuration
that reduced LSN without replication of expensive power silicon, and the
obvious place to look is the output-triple approach. Note ‘output triples’ here
refers to pre-driver, driver, and output device all in one local NFB loop, rather
than three identical output devices in parallel, which I would call ‘tripled
outputs’. Getting the nomenclature right is a bit of a problem.

In  simulation,  output-triple  configurations  do  reduce  the  gain-droop  that
causes LSN. There are many different ways to configure output triples, and
they vary in their linearity and immunity to LSN. The true difficulty with this
approach  is  that  three  transistors  in  a  tight  local  loop  are  very  prone  to
parasitic and local oscillations. This tendency is exacerbated by reducing
the  load  impedances,  presumably  because  the  higher  collector  currents
lead to increased device transconductance. This sort of instability can be
very  hard  to  deal  with,  and  in  some  configurations  appears  almost
insoluble. At present this approach has not been studied further.

Loads below 4 !

So  far  I  have  concentrated  on  4 ! loads;  loudspeaker  impedances  often
sink  lower  than  this,  so  further  tests  were  done  at  3 !.  One  pair  of
3281/1302 devices will give 50 W into 3 ! for THD of 0.006% (10 kHz),
see Figure 5.22. Two pairs of 3281/1302 reduce the distortion to 0.003%
(10 kHz)  as  in  Figure  5.23.  This  is  an  excellent  result  for  such  simple
circuitry, and may well be a record for 3 ! linearity.

132

Figure 5.22

Distortion for 3, 4 and
8 ! loads, single
3281/1302 devices.
20 W/8 !,
40 W/4 ! and
60 W/3 !

The output stage I

It appears that whatever the device type, doubling the outputs halves the
THD  percentage  for  4 ! loading.  This  principle  can  be  extended  to  2 !
operation,  but  tripled  devices  are  required  for  sustained  operation  at
significant powers. The resistive losses will be serious, so 2 ! power output
may be little greater than that into 4 !.

Better 8 ! performance

It was not expected that the sustained-beta devices would also show lower
crossover  distortion  at  8 !,  but  they  do,  and  the  effect  is  once  more
repeatable. It may be that whatever improves the beta characteristic also
somewhat  alters  the  turn-on  law  so  that  crossover  distortion  is  reduced;
alternatively traces of LSN, not visible in the THD residual, may have been
eliminated. The latter is probably the more likely explanation.

The  plot  in  Figure  5.23  shows  the  improvement  over  the  MJ15024/25
pair;  compare  the  8 ! line  in  Figure  5.14.  The  8 ! THD  at  10 kHz  is
reduced  from  0.003%  to  0.002%,  and  with  correct  bias  adjustment,  the
crossover  artefacts  are  invisible  on  the  1 kHz  THD  residual.  Crossover
artefacts  are  only  just  visible  in  the  4 ! case,  and  to  get  a  feel  for  the
distortion  being  produced,  and  to  set  the  bias  optimally,  it  is  necessary
to  test  at  5 kHz  into  4 !.

A practical load-invariant design

Figure 5.24 is the circuit of a practical Load-Invariant amplifier designed for
8 ! nominal loads with 4 ! impedance dips; not for speakers that start out
at  4 ! nominal  and  plummet  from  there.  The  distortion  performance  is
shown in Figures 5.21 and 5.22 for various fitments of output device. The
supply voltage can be from +/–20 to +/–40 V; checking power capability
for a given output device fit must be left to the constructor.

133

Figure 5.23

Distortion for 3, 4 and
8 ! load, double
3281/1302 devices.
Power as Figure 5.22

1

1

A

E

C

G

J

B

F

I

D

H

K

7

7

4

4

10

10

2

2

8

8

5

5

11

11

3

3

9

9

6

6

12

12

Approved:

Issue:

Fix1

Input

signal

Input

ground

P1

R1

100k

C1

47/25

C3

47/25

C2

1n

0VA

0VA

0VA

0VA

0VA

1

1

1

2

2

2

2

1

3

3

3

1

1

1

1

3

2

2

2

C7

100n

Q3

MPSA06

Q9

MPSA06

Q10

MPSA06

Q8

MJE340

Q7

MPSA56

Q6

MPSA56

Q6

MPSA56

R6

6R

R6

6R

Q4

MPSA06

R2

10R

R16

2k2

R9

100R

R9

100R

R29

100R

R28

100R

R23

16R

R18

68R

R17

2k2

R21

680R

R22

270R

R20

270R

PR1

1k

R19

270R

Q8 & Q14 mounted

on top of each other

C9

100p

R25

2k2

R31

22k

R30

22k

R26

10R

R27

10R

R3

1k1

R5

100R

R11

2k2

R10

100R

R13

10k

R14

10k

R7

100R

R15

110R

C8

1000/10

C10

1000/35

C4

47/25

C5

47/25

C11

100n

D1

1N414B

1N414B

D3

D2

1N414B

1N414B

D3

+

+

+

+

R4

1k1

MPSA56

Q1

MPSA56

Q2

Q101

2SB737

Q102

2SB737

Fit either

MPSA56 or 2SB737

3

3

1

2

1

3

3

2

2

2

1

+

+

Fix4

Fix2

Fix5

Fix3

2

041196

Material:

Scale:

Key:

The Signal Transfer Co. owns the

copyright of this drawing, which may

not be copied, reproduced or

disclosed, in part or in whole, to a

third party without written permission.

Date:

Finish:

Checked:

DOUGLAS SELF

Drawn by:

GARETH CONNOR

1

1

1

1

1

2

3

3

3

3

3

1

2

1

3

Q11

MPSA06

2

1

1

2

2

Q13

MPSA56

Q12

MPSA06

1N4148

D7

1N4148

D6

3

3

3

3

C12

47/25

+

1N4148

D5

+

–

0VA

0VA

C6

100n

R12

2k2

A

E

C

G

J

B

F

I

D

H

K

14

14

15

15

13

13

16

16

Title:

Drawing No.

SHEET 1 OF 1 SHEETS

LOAD INVARIANT POWER AMP

0VA

0VA

0VA

0VA

0VA

Clip-TSC506

Clip4

Clip-TSC506

Clip4

Clip2

Clip1

C

lip

-S

W

25

C

lip

-S

W

25

HS2

HS1

LK2

LK1

SW38

SW38

R35

270R

270R

R34

R33

100R

R32

100R

C14

220/63

C13

220/63

L1

P6

P6

P6

FH2

1A

FH1

1A

-V

Power

-V

Power

Output

signal

Power

ground

P7

Output

ground

P4

+

+

2

2

3

3

Q17

2SC3281

Q16

2SA1302

1

1

2

2

3

3

Q19

2SC3281

Q18

2SA1302

1

1

1

1

2

2

Q15

MJE350

R39

10R

R3

10R

C15

100n

R37

0R1

R36

0R1

Q14

MJE340

134

Figure 5.24

Circuit diagram of
the Load-Invariant
power amplifier