Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The output stage I

of  a  simulated  CFP  output  stage  for  8  and  4 !;  the  lower  4 ! trace  has
greater downward curvature, i.e. a greater falloff of gain with increasing
current.  Note  that  this  falloff  is  steeper  in  the  negative  half,  so  the  THD
generated will contain even as well as odd harmonics. The simulated EF
behaviour is very similar.

As it happens, an 8 ! nominal impedance is a reasonably good match for
standard power BJTs, though 16 ! might be better for minimising LSN if
loudspeaker  technology  permits.  It  is  coincidental  that  an  8 ! nominal
impedance corresponds approximately with the heaviest load that can be
driven  without  LSN  appearing,  as  this  value  is  a  legacy  from  valve
technology. LSN is an extra distortion component laid on top of others, and
usually  dominating  them  in  amplitude,  so  it  is  obviously  simplest  to
minimise the 8 ! distortion first. 4 ! effects can then be seen more or less
in isolation when load impedance is reduced.

The typical result of 4 ! loading was shown in Figure 5.14, for the modern
MJ15024/25  complementary  pair  from  Motorola.  Figure  5.17  shows  the
same  diagram  for  one  of  the  oldest  silicon  complementary  pairs,  the
2N3055/2955. The 8 ! distortion is similar for the different devices, but the
4 ! THD  is  3.0  times  worse  for  the  venerable  2N3055/2955.  Such  is
progress.

Such experiments with different output devices throw useful light on the
Blameless concept – from the various types tried so far it can be said that

125

Figure 5.16

The incremental gain
of a standard CFP
output stage. The
4 ! trace droops
much more as the
gain falls off at
higher currents.
PSpice simulation

Audio Power Amplifier Design Handbook

Blameless  performance,  whatever  the  output  device  type,  should  not
exceed  0.001%  at  1 kHz  and  0.006%  at  10 kHz,  when  driving  8 !.  The
components existed to build sub-0.001% THD amplifiers in mid-1969, but
not the knowledge.

Low-impedance  loads  have  other  implications  beyond  worse  THD.  The
requirements for sustained long-term 4 ! operation are severe, demanding
more heatsinking and greater power supply capacity. For economic reasons
the peak/average ratio of music is usually fully exploited, though this can
cause  real  problems  on  extended  sinewave  tests,  such  as  the  FTC
40%-power-for-an-hour preconditioning procedure.

The focus of this section is the extra distortion generated in the output stage
itself by increased loading, but there are other ways in which linearity may
be  degraded  by  the  higher  currents  flowing.  Of  the  amplifier  distortion
mechanisms (see page 63), Distortions 1, 2, and 8 are unaffected by output
stage current magnitudes. Distortion 4 might be expected to increase, as
increased loading on the output stage is reflected in increased loading on
the  VAS.  However,  both  the  beta-enhanced  EF  and  buffered-cascode
methods of VAS linearisation deal effectively with sub-8 ! loads, and this
does not seem to be a problem.

When  a  4 ! load  is  driven,  the  current  taken  from  the  power  supply  is
greater,  potentially  increasing  the  rail  ripple,  which  could  worsen
Distortion 5. However, if the supply reservoir capacitances have been sized
to permit greater power delivery, their increased capacitance reduces ripple
again, so this effect tends to cancel out. Even if rail ripple doubles, the usual
RC filtering of bias supplies should keep it out of the amplifier, preventing
intrusion via the input pair tail, and so on.

Distortion 6 could worsen as the half-wave currents flowing in the output
circuitry are twice as large, with no counteracting mechanism. Distortion 7,

126

Figure 5.17

4 ! distortion is 3×
greater than 8 ! for
2N3055/2955
output devices.
Compare Figure
5.14

The output stage I

The load-invariant concept

In an ideal amplifier the extra LSN distortion component would not exist.
Such an amplifier would give no more distortion into 4 ! than 8, and could
be  called  ‘Load-Invariant  to  4 !’.  The  minimum  load  qualification  is
required because it will be seen that the lower the impedance, the greater
the  difficulties  in  aspiring  to  Load-Invariance.  I  assume  that  we  start  out
with  an  amplifier  that  is  Blameless  at  8 !;  it  would  be  logical  but  quite
pointless  to  apply  the  term  ‘Load-Invariant’  to  an  ill-conceived  amplifier
delivering 1% THD into both 8 and 4 !.

The LSN mechanism

When  the  load  impedance  is  reduced,  the  voltage  conditions  are
essentially unchanged. LSN is therefore clearly a current-domain effect, a
function  of  the  magnitude  of  the  signal  currents  flowing  in  drivers  and
output devices.

A 4 ! load doubles the output device currents, but this does not in itself
generate significant extra distortion. The crucial factor appears to be that
the current drawn from the drivers by the output device bases more than
doubles,  due  to  beta  falloff  in  the  output  devices  as  collector  current
increases.  It  is  this  extra increase  of  current  that  causes  almost  all  the
additional  distortion.  The  exact  details  of  this  have  not  been  completely
clarified, but it seems that this ‘extra current’ due to beta falloff varies very
non-linearly with output voltage, and combines with driver non-linearity to
reinforce it rather than cancel. Beta-droop is ultimately due to high-level
injection effects, which are in the province of semiconductor physics rather
than amplifier design. Such effects vary greatly with device type, so when
output transistors are selected, the likely performance with loads below 8 !
must be considered.

There  is  good  simulator  evidence  that  LSN  is  entirely  due  to  beta-droop
causing extra current to be drawn from the drivers. To summarise:

!

Simulated output stages with output devices modified to have no beta-
droop (by increasing SPICE model parameter IKF) do not show LSN. It

127

if present, will be worse due to the increased load currents flowing in the
output stage wiring resistances.

Of  those  mechanisms  above,  Distortion  4  is  inherent  in  the  circuit
configuration  (though  easily  reducible  below  the  threshold  of  measure-
ment) while 5, 6, and 7 are topological, in that they depend on the spatial
and geometrical relationships of components and wiring. The latter three
distortions  can  therefore  be  completely  eliminated  in  both  theory  and
practice.  This  leaves  only  the  LSN  component,  otherwise  known  as
Distortion 3a, to deal with.

Audio Power Amplifier Design Handbook

appears  to  be  specifically  that  extra  current  taken  due  to  beta-droop
causes the extra non-linearity.

!

Simulated output devices driven with zero-impedance voltage sources
instead  of  the  usual  transistor  drivers  exhibit  no  LSN.  This  shows  that
LSN  does  not  occur  in  the  outputs  themselves,  and  so  it  must  be
happening in the driver transistors.

!

Output  stage  distortion  can  be  treated  as  an  error  voltage  between
input  and  output.  The  double  emitter-follower  (EF)  stage  error  is
therefore:  driver  Vbe  +  output  Vbe  +  Re  drop. A  simulated  EF  output
stage  with  the  usual  drivers  shows  that  it  is  primarily  non-linearity
increases  in  the  driver  Vbe  rather  than  in  the  output  Vbe,  as  load
resistance is reduced. The voltage drop across the emitter resistors Re
is  essentially  linear.

The knowledge that beta-droop caused by increased output device Ic is at
the root of the problem leads to some solutions. Firstly, the per-device Ic
can be reduced by using parallel output devices. Alternatively Ic can be left
unchanged and output device types selected for those with the least beta-
droop.

Doubled output devices

LSN can be effectively reduced by doubling the output devices, when this
is quite unnecessary for handling the rated power output. The falloff of beta
depends on collector current, and if two output devices are connected in
parallel, the collector current divides in two between them. Beta-droop is
much reduced.

From the above evidence, I predicted that this doubling ought to reduce
LSN – and when measured, indeed it does. Such reality checks must never
be  omitted  when  using  circuit  simulators.  Figure  5.18  compares  the  4 !
THD at 60 W for single and double output devices, showing that doubling

128

Figure 5.18

4 ! distortion is
reduced by 1.9×
upon doubling
standard
(MJ15024/15025)
output transistors.
30 W/8 !

The output stage I

reduces distortion by about 1.9 times, which is a worthwhile improvement.
The output transistors used for this test were modern devices, the Motorola
MJ15024/15025. The much older 2N3055/2955 complementary pair give
a similar halving of LSN when their number is doubled, though the initial
distortion  is  three  times  higher  into  4 !.  2N3055  specimens  with  an  H
suffix show markedly worse linearity than those without.

No  explicit  current-sharing  components  were  added  when  doubling  the
devices, and this lack seemed to have no effect on LSN reduction. There
was no evidence of current hogging, and it appears that the circuit cabling
resistances alone were sufficent to prevent this.

Doubling  the  number  of  power  devices  naturally  increases  the  power
output capability, though if this is exploited LSN will tend to rise again, and
you are back where you started. Opting for increased power output will
also make it necessary to uprate the power supply, heatsinks, and so on.
The essence of this technique is to use parallel devices to reduce distortion
long before power handling alone compels you to do so.

Better output devices

The 2SC3281 2SA1302 complementary pair are plastic TO3P devices with
a reputation in the hi-fi industry for being ‘more linear’ than the general run
of transistors. Vague claims of this sort arouse the deepest of suspicions;
compare the many assertions of superior linearity for power FETs, which is
the exact opposite of reality. However, in this case the core of truth is that
2SC3281 and 2SA1302 show much less beta-droop than average power
transistors. These devices were introduced by Toshiba; Motorola versions
are MJL3281A, MJL1302A, also in TO3P package. Figure 5.19 shows beta-
droop,  for  the  various  devices  discussed  here,  and  it  is  clear  that  more
droop means more LSN.

The  3281/1302  pair  are  clearly  in  a  different  class  from  conventional
transistors,  as  they  maintain  beta  much  more  effectively  when  collector
current increases. There seems to be no special name for this class of BJTs,
so I have called them ‘sustained-beta’ devices here.

The THD into 4 and 8 ! for single 3281/1302 devices is shown in Figure
5.20. Distortion is reduced by about 1.4 times compared with the standard
devices of Figure 5.14, over the range 2–8 kHz. Several pairs of 3281/1302
were tested and the 4 ! improvement is consistent and repeatable.

The obvious next step is to combine these two techniques by using doubled
sustained-beta  devices.  The  doubled-device  results  are  shown  in  Figure
5.21 where the distortion at 80 W/4 ! (15 kHz) is reduced from 0.009% in
Figure 5.20 to 0.0045%; in other words, halved. The 8 and 4 ! traces are
now very close together, the 4 ! THD being only 1.2 times higher than in
the 8 ! case.

129