Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

The output stage I

Apart  from  Load-Invariance,  the  design  also  incorporates  two  new
techniques from the Thermal Dynamics section of this book.

The first technique greatly reduces time lag in the thermal compensation.
With a CFP output stage, the bias generator aims to shadow driver junction
temperature  rather  than  the  output  junctions. A  much  faster  response  to
power  dissipation  changes  is  obtained  by  mounting  bias  generator
transistor TR8 on top of driver TR14, rather than on the other side of the
heatsink. The driver heatsink mass is largely decoupled from the thermal
compensation  system,  and  the  response  is  speeded  up  by  at  least  two
orders of magnitude.

The second innovation is a bias generator with an increased temperature
coefficient, to reduce the static errors introduced by thermal losses between
driver and sensor. The bias generator tempco is increased to –4.0 mV/°C. D5
also compensates for the effect of ambient temperature changes.

This  design  is  not  described  in  detail  because  it  closely  resembles  the
Blameless  Class-B  amp  described  on  page  176.  The  low-noise  feedback
network  is  taken  from  the  Trimodal  amplifier  on  page  270;  note  the
requirement for input bootstrapping if a 10k input impedance is required.
Single-slope VI limiting is incorporated for overload protection, implemented
by TR12, 13. The global NFB factor is once more a modest 30 dB at 20 kHz.

The latest findings

I have recently done further experiments with multiple devices, using three,
four, five and six in parallel. The 2SC2922/2SA1612 complementary pair
were used. In this case the circuit used was somewhat different (see Figure
5.26). With a greater number of devices I was now more concerned about
proper current sharing, and so each device has its own emitter resistor. This
makes  it  look  much  more  like  a  conventional  paralleled  output  stage,

135

Figure 5.25

Simple diode
feedforward reduces
distortion with sub-8 !
loads. Measured at
210 W into 2.7 !

Audio Power Amplifier Design Handbook

which essentially it is. This time I tried both double and the triple-EF output
configurations, as I wished to prove:
(a) that LSN theory worked for both of the common configurations EF and

CFP – it does;

(b) that LSN theory worked for both double and triple versions of the EF

output stage – it does.

For reasons of space only the triple-EF results are discussed here.
Figure 5.27 shows the measured THD results for one complementary pair
of output devices in the triple-EF circuit of Fig 5.25. Distortion is slightly
higher, and the noise floor relatively lower, than in the standard result (Fig
2 in Part 1) because of the higher output power of 50 W/8 !. Figure 5.28
shows the same except there are now two pairs of output devices. Note that
THD has halved at both 8 and 4 ! loads; this is probably due to the larger
currents  taken  by  8 ! loads  at  this  higher  power.  Figure  5.29  shows  the
result for six devices; 8 ! distortion has almost been abolished, and the 4 !
result is almost as good. It is necessary to go down to a 2 ! load to get the
THD clear of the noise so it can be measured accurately. With six outputs,
driving a substantial amount of power into this load is not a problem.
On  a  practical  note,  the  more  output  devices  you  have,  the  harder  the
amplifier may be to purge of parasitic oscillations in the output stage. This
is presumably due to the extra raw transconductance available, and can be

136

Figure 5.26

The triple-EF output stage used for the measurements described below. ‘Triple’ refers to the fact that there are three
transistors from input to output, rather than the fact that there happen to be three output devices in parallel

The output stage I

a problem even with the triple-EF circuit, which has no local NFB loops. I
don’t pretend to be able to give a detailed explanation of this effect at the
moment.

Having demonstrated that sustained-beta output devices not only reduce
LSN  but  also  unexpectedly  reduce  crossover  distortion,  it  seemed  worth
checking if using multiple output devices would give a similar reduction at
light loading. I was rather surprised to find they did.

137

Figure 5.27

THD for one pair
(N=1) of output
devices, at 50W/8R
and 100W/4R

Figure 5.28

THD for two pairs
(N=2) of output
devices, at 50W/8R
and 100W/4R. A
definite improvement

Audio Power Amplifier Design Handbook

Adding more output devices in parallel, while driving an 8-! load, results
in a steady reduction in distortion. Figures 5.27–5.29 show how this works
in reality. The SPICE simulations in Figure 5.30 reveal that increasing the
number N of output devices not only flattens the crossover gain wobble,
but  spreads  it  out  over  a  greater  width.  This  spreading  effect  is  an  extra

138

Figure 5.29

THD for six pairs
(N=6) of output
devices, at 50W/8R,
100W/4R,
200W/2R. Note
very low distortion at
8 ohms

Figure 5.30

SPICE simulation of
triple-EF output with
N=1, 2 and 3. As N
increases the
crossover gain
wobble becomes
flatter and more
spread out laterally

The output stage I

bonus because it means that lower-order harmonics are generated, and at
lower frequencies there will be more negative feedback to linearise them.
(Bear  in  mind  also  that  a  triple-EF  output  has  an  inherently  wider  gain
wobble than the double-EF.) Taking the gain wobble width as the voltage
between the bottoms of the two dips, this appears to be proportional to N.
The amount of gain wobble, as measured from top of the peak to bottom of
the dips, appears to be proportional to 1/N.

This makes sense. We know that crossover distortion increases with heavier
loading, i.e. with greater currents flowing in the output devices, but under
the same voltage conditions. It is therefore not surprising that reducing the
device currents by using multiple devices has the same effect as reducing
loading.  If  there  are  two  output  devices  in  parallel,  each  sees  half  the
current  variations,  and  crossover  non-linearity  is  reduced.  The  voltage
conditions are the same in each half and so are unchanged. This offers us
the  interesting  possibility  that  crossover  distortion  –  which  has  hitherto
appeared  inescapable  –  can  be  reduced  to  an  arbitrary  level  simply  by
paralleling enough output transistors. To the best of my knowledge this is a
new insight.

Summary

In conventional amplifiers, reducing the 8 ! load to 4 ! increases the THD
by 2 to 3 times. The figure attained by this amplifier is 1.2 times, and the
ratio could be made even closer to unity by tripling the output devices.

Crossover distortion (Distortion 3b)

In  a  field  like  Audio  where  consensus  of  any  sort  is  rare,  it  is  a  truth
universally  acknowledged  that  crossover  distortion  is  the  worst  problem
that  can  afflict  Class-B  power  amplifiers.  The  problem  is  the  crossover
region, where control of the output voltage must be handed over from one
device  to  another.  Crossover  distortion  is  rightly  feared  as  it  generates
unpleasant high-order harmonics, with at least the potential to increase in
percentage as signal level falls.

The  pernicious  nature  of  crossover  distortion  is  partly  because  it  occurs
over  a  small  part  of  the  signal  swing,  and  so  generates  high-order
harmonics. Worse still, this small range over which it does occur is at the
zero-crossing point, so  not  only is it present at all levels and all but the
lightest  loads,  but  is  generally  believed  to  increase  as  output  level  falls,
threatening  very  poor  linearity  at  the  modest  listening  powers  that  most
people use.

There  is  a  consensus  that  crossover  caused  the  transistor  sound of  the
1960s, though to the best of my knowledge this has never actually been
confirmed by the double-blind testing of vintage equipment.

139