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The output stage I

noticeable  that  the  EF  gives  a  good  deal  less  distortion  at  lower  power
levels around 1 W. This is an unexpected observation, and possibly a new
one.

To  further  get  the  measure  of  the  problem,  Figure  5.41  shows  how  HF
distortion  is  greatly  reduced  by  increasing  the  load  resistance,  providing
further  confirmation  that  almost  all  the  8 ! distortion  originates  as
crossover in the output stage.

Crossover distortion, unlike some more benign kinds of signal-warping, is
unanimously  agreed  to  be  something  any  amplifier  could  well  do
without.  The  amount  of  crossover  distortion  produced  depends  strongly
on  optimal  quiescent  adjustment,  so  the  thermal  compensation  used  to
stabilise this against changes in temperature and power dissipation must
be  accurate.  This  section  deals  with  the  crossover  region  and  its

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Figure 5.38

Showing how
crossover distortion
rises slowly as output
power is reduced
from 25 W to
250 mW (8 !) for
optimal bias and
increasingly severe
underbias (upper
lines). This is an EF
type output stage.
Measurement
bandwidth 22 kHz

Figure 5.39

Variation of crossover
distortion with output
level for higher
frequencies.
Optimally biased EF
output stage.
Bandwidth 80 kHz

Audio Power Amplifier Design Handbook

quiescent  conditions,  and  the  specific  issues  of  the  effectiveness  of  the
thermal  compensation  for  temperature  effects  is  dealt  with  in  detail  in
Chapter  12.

Output stage quiescent conditions

Figure  5.42  shows  the  two  most  common  types  of  output  stage:  the
Emitter-Follower (EF) and the Complementary-Feedback-Pair (CFP) config-
urations. The manifold types of output stage based on triples will have to
be  set  aside  for  the  moment.  The  two  circuits  shown  have  few
components, and there are equally few variables to explore in attempting
to  reduce  crossover  distortion.

146

Figure 5.40

Variation of distortion
with level for higher
frequencies.
Optimally biased
CFP output stage.
Bandwidth 80 kHz

Figure 5.41

How crossover
distortion is reduced
with increasing load
resistance. 20 W into
8 !, 80 kHz
bandwidth

147

Figure 

5.42

The 

two 

most

popular 

kinds 

of

output 

stage: 

the

emitter-follower

(EF) 

and

Complementar

y

Feedback 

Pair

(CFP) 

Vbias 

and

Vq 

are 

identified

Audio Power Amplifier Design Handbook

To  get  the  terminology  straight:  here,  as  in  my  previous  writings,  Vbias
refers to the voltage set up across the driver bases by the Vbe-multiplier bias
generator,  and  is  in  the  range  1–3 V  for  Class-B  operation.  Vq  is  the
quiescent voltage across the two emitter resistors (hereafter Re) alone, and
is  between  5  and  50 mV,  depending  on  the  configuration  chosen.
Quiescent current lq refers only to that flowing in the output devices, and
does not include driver standing currents.

I have already shown that the two most common output configurations are
quite different in behaviour, with the CFP being superior on most criteria.
Table 5.2 shows that crossover gain variation for the EF stage is smoother,
(being some 20 times wider) but of four times higher amplitude than for the
CFP  version.  It  is  not  immediately  obvious  from  this  which  stage  will
generate the least HF THD, bearing in mind that the NFB factor falls with
frequency.

Table 5.2 also emphasises that a little-known drawback of the EF version is
that its quiescent dissipation may be far from negligible.

An experiment on crossover distortion

Looking hard at the two output stage circuit diagrams, intuition suggests
that  the  value  of  emitter  resistor  Re  is  worth  experimenting  with.  Since
these two resistors are placed between the output devices, and alternately
pass the full load current, it seems possible that their value could be critical
in mediating the handover of output control from one device to the other.
Re was therefore stepped from 0.1 to 0.47 !, which covers the practical
range. Vbias was reoptimised at each step, though the changes were very
small, especially for the CFP version.

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Table 5.2

Emitter-follower

CFP

Vbias

2.930 V

1.297 V

Vq

50 mV

5 mV

Iq

114 mA

11 mA

Pq (per o/p device)

4.6 W

0.44 W

Average gain

0.968

0.971

Peak gain deviation from average

0.48%

0.13%

Crossover width*

+/–12 V

+/–0.6 V

(For Re = 0R22, 8 ! load, and +/–40 V supply rails)
* Crossover-width is the central region of the output voltage range over which crossover

effects are significant; I have rather arbitrarily defined it as the +/– output range over

which the incremental gain curves diverge by more than 0.0005 when Vbias is altered

around the optimum value. This is evaluated here for an 8 ! load only.

The output stage I

Figure 5.43 shows the resulting gain variations in the crossover region for
the EF stage, while Figure 5.44 shows the same for the CFP configuration.
Table 5.3 summarises some numerical results for the EF stage, and Table 5.4
for the CFP.

There are some obvious features; firstly Re is clearly not critical in value as
the gain changes in the crossover region are relatively minor. Reducing the

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Figure 5.43

Output linearity of the
EF output stage for
emitter-resistance Re
between 0.1 and
0.47 !

Figure 5.44

Output linearity of the
CFP output stage for
emitter-resistance Re
between 0.1 and
0.47 !