Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

parameter  that  transformer  manufacturers  are  even  more  reluctant  to
predict) and any calculations are so rough that they are really valueless.
There may also be uncertainties in the voltage efficiency of the amplifier
itself, and there are so many variables that it is only realistic to expect to try
two or three transformer designs before the exact output power required is
obtained.

Since most amplifiers are intended to reproduce music and speech, with
high  peak-to-average  power  ratios,  they  will  operate  satisfactorily  with
transformers rated to supply only 70% of the current required for extended
sinewave  operation,  and  in  a  competitive  market  the  cost  savings  are
significant. Trouble comes when the amplifiers are subjected to sinewave
testing,  and  a  transformer  so  rated  will  probably  fail  from  internal
overheating, though it may take an hour or more for the temperatures to
climb  high  enough.  The  usual  symptom  is  breakdown  of  the  interlayer
winding insulation, the resultant shorted turns causing the primary mains
fuse to blow. This process is usually undramatic, without visible transformer
damage or the evolution of smoke, but it does of course ruin an expensive
component.

To  prevent  such  failures  when  a  mains  transformer  is  deliberately
underrated, some form of thermal cutout is essential. Self-resetting cutouts
based  on  snap-action  bimetal  discs  are  physically  small  enough  to  be
buried in the outer winding layers and work very well. They are usually
chosen to act at 100 or 110°C, as transformer materials are usually rated to
120°C unless special construction is required.

If  the  primary  side  of  the  mains  transformer  has  multiple  taps  for  multi-
country  operation,  remember  that  some  of  the  primary  wiring  will  carry
much  greater  currents  at  low  voltage  tappings;  the  mains  current  drawn
on  90 V  input  will  be  nearly  3  times  that  at  240 V,  for  the  same  power
out.

Fusing and rectification

The rectifier (almost always a packaged bridge) must be generously rated to
withstand the initial current surge as the reservoirs charge from empty on
switch-on.  Rectifier  heatsinking  is  definitely  required  for  most  sizes  of
amplifier; the voltage drop in a silicon rectifier may be low (1 V per diode
is a good approximation for rough calculation) but the current pulses are
large and the total dissipation is significant.

Reservoir capacitors must have the incoming wiring from the rectifier going
directly to the capacitor terminals; likewise the outgoing wiring to the HT
rails must leave from these terminals. In other words, do not run a tee off
to the cap, because if you do its resistance combined with the high-current
charging  pulses  adds  narrow  extra  peaks  to  the  ripple  crests  on  the  DC
output and may worsen the hum/ripple level on the audio.

240

Power supplies and PSRR

The  cabling  to  and  from  the  rectifiers  carry  charging  pulses  that  have  a
considerably  higher  peak  value  than  the  DC  output  current.  Conductor
heating is therefore much greater due to the higher value of I-squared-R.
Heating  is  likely  to  be  especially  severe  if  connectors  are  involved.
Fuseholders may also heat up and consideration should be given to using
heavy-duty types. Keep an eye on the fuses; if the fusewire sags at turn-on,
or during transients, the fuse will fail after a few dozen hours, and the rated
value needs to be increased.

When  selecting  the  value  of  the  mains  fuse  in  the  transformer  primary
circuit, remember that toroidal transformers take a large current surge at
switch-on. The fuse will definitely need to be of the slow-blow type.

The bridge rectifier must be adequately rated for long-term reliability, and
it needs proper heat-sinking.

RF emissions from bridge rectifiers

Bridge rectifiers, even the massive ones intended solely for 100 Hz power
rectification, generate surprising quantities of RF. This happens when the
bridge diodes turn off; the charge carriers are swept rapidly from the junction
and the current flow stops with a sudden jolt that generates harmonics well
into the RF bands. The greater the current, the more RF produced, though it is
not generally possible to predict how steep this increase will be. The effect
can often be heard by placing a transistor radio (long or medium wave) near
the  amplifier  mains  cable.  It  is  the  only  area  in  a  conventional  power
amplifier likely to give trouble in EMC emissions testing

[3]

.

Even if the amplifier is built into a solidly-grounded metal case, and the
mains transformer has a grounded electrostatic screen, RF will be emitted
via the live and neutral mains connections. The first line of defence against
this is usually four snubbing capacitors of approx. 100 nF across each diode
of the bridge, to reduce the abruptness of the turn-off. If these are to do any
good, it is vital that they are all as close as possible to the bridge rectifier
connections.  (Never  forget  that  such  capacitors  must  be  of  the  type
intended to withstand continuous AC stress.)

The  second  line  of  defence  against  RF  egress  is  an  X-capacitor  wired
between Live and Neutral, as near to the mains inlet as possible (see Figure
8.1). This is usually only required on larger power amplifiers of 300 W total
and above. The capacitor must be of the special type that can withstand
direct mains connection. 100 nF is usually effective; some safety standards
set a maximum of 470 nF.

Power supply-rail rejection in amplifiers

The literature on power amplifiers frequently discusses the importance of
power-supply rejection in audio amplifiers, particularly in reference to its
possible effects on distortion

[4]

.

241

Audio Power Amplifier Design Handbook

I hope I have shown in Chapters 5 and 6 that regulated power supplies are
just not unnecessary for an exemplary THD performance. I want to confirm
this by examining just how supply-rail disturbances insinuate themselves
into an amplifier output, and the ways in which this rail-injection can be
effectively  eliminated.  My  aim  is  not  just  the  production  of  hum-free
amplifiers, but also to show that there is nothing inherently mysterious in
power-supply  effects,  no  matter  what  Subjectivists  may  say  on  the
subject.

The effects of inadequate power-supply rejection ratio (PSRR) in a typical
Class-B  power  amplifier  with  a  simple  unregulated  supply,  may  be  two-
fold:

1 a proportion of the 100 Hz ripple on the rails will appear at the output,

degrading the noise/hum performance. Most people find this much more
disturbing than the equivalent amount of distortion,

2 the  rails  also  carry  a  signal-related  component,  due  to  their  finite

impedance. In a Class-B amplifier this will be in the form of half-wave
pulses,  as  the  output  current  is  drawn  from  the  two  supply-rails
alternately;  if  this  enters  the  signal  path  it  will  degrade  the  THD
seriously.

The second possibility, the intrusion of distortion by supply-rail injection,
can  be  eliminated  in  practice,  at  least  in  the  conventional  amplifier
architecture  so  far  examined.  The  most  common  defect  seems  to  be
misconnected  rail  bypass  capacitors,  which  add  copious  ripple  and
distortion into the signal if their return lines share the signal ground; this
was  denoted  No.  5  (Rail  Decoupling  Distortion)  on  my  list  of  distortion
mechanisms in Chapter 3.

This must not be confused with distortion caused by inductive coupling of
halfwave  supply  currents  into  the  signal  path  –  this  effect  is  wholly
unrelated  and  is  completely  determined  by  the  care  put  into  physical
layout; I labelled this Distortion No. 6 (Induction Distortion).

Assuming  the  rail  bypass  capacitors  are  connected  correctly,  with  a
separate ground return, ripple and distortion can only enter the amplifier
directly  through  the  circuitry.  It  is  my  experience  that  if  the  amplifier  is
made  ripple-proof  under  load,  then  it  is  proof  against  distortion-com-
ponents from the rails as well; this bold statement does however require a
couple of qualifications:

Firstly,  the  output  must  be  ripple-free  under  load,  i.e.  with  a  substantial
ripple amplitude on the rails. If a Class-B amplifier is measured for ripple
output when quiescent, there will be a very low amplitude on the supply-
rails and the measurement may be very good; but this gives no assurance
that hum will not be added to the signal when the amplifier is operating and
drawing significant current from the reservoir capacitors. Spectrum analysis
could be used to sort the ripple from the signal under drive, but it is simpler

242

Power supplies and PSRR

to leave the amplifier undriven and artificially provoke ripple on the HT
rails  by  loading  them with a  sizeable power resistor; in my work I have
standardised on drawing 1 A. Thus one rail at a time can be loaded; since
the rail rejection mechanisms are quite different for V+ and V–, this is a
great advantage.

Drawing 1 A from the V– rail of the typical power amplifier in Figure 8.2
degraded  the  measured  ripple  output  from  –88 dBu  (mostly  noise)  to
–80 dBu.

Secondly,  I  assume  that  any  rail  filtering  arrangements  will  work  with
constant or increasing effectiveness as frequency increases; this is clearly
true  for  resistor-capacitor  (RC)  filtering,  but  is  by  no  means  certain  for
electronic decoupling such as the NFB current-source biasing used in the
design  in  Chapter  6.  (These  will  show  declining  effectiveness  with
frequency  as  internal  loop-gains  fall.)  Thus,  if  100 Hz  components  are
below  the  noise  in  the  THD  residual,  it  can  usually  be  assumed  that
disturbances  at  higher  frequencies  will  also  be  invisible,  and  not
contributing to the total distortion.

To  start  with  some  hard  experimental  facts,  I  took  a  power  amplifier  –
similar to Figure 8.2 – powered by an unregulated supply on the same PCB

243

Figure 8.2

Diagram of a
generic power
amplifier, with
diode biasing for
input tail and VAS
source

Audio Power Amplifier Design Handbook

(the significance of this proximity will become clear in a moment) driving
140 W rms into 8 ! at 1 kHz. The PSU was a conventional bridge rectifier
feeding 10,000 µF reservoir capacity per rail.

The  100 Hz  rail  ripple  under  these  conditions  was  1 V  pk–pk.  Super-
imposed  on  this  were  the  expected  halfwave  pulses  at  signal  frequency;
measured  at  the  PCB  track  just  before  the  HT  fuse,  their  amplitude  was
about 100 mV peak-peak. This doubled to 200 mV on the downstream side
of the fuse – the small resistance of a 6.3 A slow-blow fuse is sufficient to
double  this  aspect  of  the  PSRR  problem,  and  so  the  fine  details  of  PCB
layout and PSU wiring could well have a major effect. (The 100 Hz ripple
amplitude is of course unchanged by the fuse resistance.)

It is thus clear that improving the transmitting end of the problem is likely
to be difficult and expensive, requiring extra-heavy wire, etc. to minimise
the resistance between the reservoirs and the amplifier. It is much cheaper
and easier to attack the receiving end, by improving the power-amp’s PSRR.
The same applies to 100 Hz ripple; the only way to reduce its amplitude is
to increase reservoir capacity, and this is expensive.

A design philosophy for rail rejection

Firstly ensure there is a negligible ripple component in the noise output of
the quiescent amplifier. This should be pretty simple, as the supply ripple
will  be  minimal;  any  50 Hz  components  are  probably  due  to  magnetic
induction from the transformer, and must be removed first by attention to
physical layout.

Secondly,  the  THD  residual  is  examined  under  full  drive;  the  ripple
components  here  are  obvious  as  they  slide  evilly  along  the  distortion
waveform (assuming that the scope is sync’ed to the test signal). As another
general  rule,  if  an  amplifier  is  made  visually  free  of  ripple-synchronous
artefacts on the THD residual, then it will not suffer detectable distortion
from the supply-rails.

PSRR  is  usually  best  dealt  with  by  RC  filtering  in  a  discrete-component
power amplifier. This will however be ineffective against the sub-50 Hz VLF
signals that result from short-term mains voltage variations being reflected
in the HT rails. A design relying wholly on RC filtering might have low AC
ripple figures, but would show irregular jumps and twitches of the THD
residual; hence the use of constant-current sources in the input tail and VAS
to establish operating conditions more firmly.

The  standard  op-amp  definition  of  PSRR  is  the  dB  loss  between  each
supply-rail and the effective differential signal at the inputs, giving a figure
independent of closed-loop gain. However, here I use the dB loss between
rail and output, in the usual non-inverting configuration with a C/L gain of
26.4 dB. This is the gain of the amplifier circuit under consideration, and
allows dB figures to be directly related to testgear readings.

244