Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Power supplies and PSRR

Looking at Figure 8.2, we must assume that any connection to either HT rail
is a possible entry point for ripple injection. The PSRR behaviour for each
rail is quite different, so the two rails are examined separately.

Positive supply-rail rejection

The V+ rail injection points that must be eyed warily are the input-pair tail
and the VAS collector load. There is little temptation to use a simple resistor
tail for the input; the cost saving is negligible and the ripple performance
inadequate, even with a decoupled mid-point. A practical value for such a
tail-resistor  would  be  22k,  which  in  SPICE  simulation  gives  a  low-
frequency  PSRR  of  –120 dB  for  an  undegenerated  differential  pair  with
current-mirror.

Replacing this tail resistor with the usual current source improves this to
–164 dB, assuming the source has a clean bias voltage. The improvement of
44 dB is directly attributable to the greater output impedance of a current
source compared with a tail resistor; with the values shown this is 4.6 M,
and 4.6 M/22k is 46 dB, which is a very reasonable agreement. Since the
rail signal is unlikely to exceed +10 dBu, this would result in a maximum
output ripple of –154 dBu.

The  measured  noise  floor  of  a  real  amplifier,  (ripple  excluded)  was
–94.2 dBu  (EIN  =  –121.4 dBu)  which  is  mostly  Johnson  noise  from  the
emitter degeneration resistors and the global NFB network. The tail ripple
contribution would be therefore 60 dB below the noise, where I think it is
safe to neglect it.

However, the tail-source bias voltage in reality will not be perfect; it will be
developed from V+, with ripple hopefully excluded. The classic method is
a  pair  of  silicon  diodes;  LED  biasing  provides  excellent  temperature
compensation,  but  such  accuracy  in  setting  DC  conditions  is  probably
unnecessary. It may be desirable to bias the VAS collector current-source
from the same voltage, which rules out anything above a volt or two. A 10 V
zener  might  be  appropriate  for  biasing  the  tail-source  (given  suitable
precautions against noise generation) but this would seriously curtail the
positive VAS voltage swing.

The  negative-feedback  biasing  system  used  in  the  design  in  Chapter  6
provides  a  better  basic  PSRR  than  diodes,  at  the  cost  of  some  beta-
dependence.  It  is  not  quite  as  good  as  an  LED,  but  the  lower  voltage
generated  is  more  suitable  for  biasing  a  VAS  source.  These  differences
become academic if the bias chain mid-point is filtered with 47 µF to V+,
as Table 8.1 shows; this is C11 in Figure 8.2.

As  another  example,  the  Figure  8.2  amplifier  with  diode-biasing  and  no
bias chain filtering gives an output ripple of –74 dBu; with 47 µF filtering

245

Audio Power Amplifier Design Handbook

this improves to –92 dBu, and 220 µF drops the reading into limbo below
the noise floor.

Figure  8.3  shows  PSpice  simulation  of  Figure  8.2,  with  a  0 dB  sinewave
superimposed on V+ only. A large Cdecouple (such as 100 µF) improves LF
PSRR  by  about  20 dB,  which  should  drop  the  residual  ripple  below  the
noise. However, there remains another frequency-insensitive mechanism at
about –70 dB. The study of PSRR greatly resembles the peeling of onions,
because there is layer after layer, and often tears . . . There also remains an
HF injection route, starting at about 100 kHz in Figure 8.3, which is quite
unaffected by the bias-chain decoupling.

Rather than digging deeper into the precise mechanisms of the next layer,
it is simplest to RC filter the V+ supply to the input pair only (it makes very
little difference if the VAS source is decoupled or not) as a few volts lost

246

Table 8.1

No decouple

Decoupled with 47 µF

2 diodes

–65 dB

–87 dB

LED

–77 dB

–86 dB

NFB low-beta

–74 dB

–86 dB

NFB high-beta

–77 dB

–86 dB

Figure 8.3

Positive-rail rejection;
decoupling the tail
current-source bias
chain R21, R22 with
0, 1, 10 and 100 µF

Power supplies and PSRR

Negative supply-rail rejection

The V– rail is the major route for injection, and a tough nut to analyse. The
well-tried Wolf-Fence approach is to divide the problem in half, and in this
case,  the  Fence  is  erected  by  applying  RC  filtering  to  the  small-signal
section  (i.e.  input  current-mirror  and  VAS  emitter)  leaving  the  unity-gain
output  stage  fully  exposed  to  rail  ripple.  The  output  ripple  promptly
disappears, indicating that our wolf is getting in via the VAS or the bottom
of the input pair, or both, and the output stage is effectively immune. We
can do no more fencing of this kind, for the mirror has to be at the same DC
potential as the VAS. SPICE simulation of the amplifier 1 with 1 V (0 dBV)
AC signal on V– gives the PSRR curves in Figure 8.5, with Cdom stepped
in value. As before there are two regimes, one flat at –50 dB, and one rising
at 6 dB per octave, implying at least two separate injection mechanisms.
This suspicion is powerfully reinforced because as Cdom is increased, the
HF  PSRR  around  100 kHz  improves  to  a  maximum  and  then  degrades
again; i.e. there is an optimum value for Cdom at about 100 pF, indicating
some sort of cancellation effect. (In the V+ case, the value of Cdom made
very little difference.)

247

here are of no consequence. Figure 8.4 shows the very beneficial effect of
this  at  middle  frequencies,  where  the  ear  is  most  sensitive  to  ripple
components.

Figure 8.4

Positive-rail rejection;
with input-stage supply-
rail RC filtered with
100 ! and 0, 10 and
100 µF. Same scale as
Figure 8.3

Audio Power Amplifier Design Handbook

A primary LF ripple injection mechanism is Early Effect in the input-pair
transistors, which determines the –50 dB LF floor of Curve 1 in Figure 8.7,
for the standard input circuit (as per Figure 8.5 with Cdom = 100 pF).

To remove this effect, a cascode structure can be added to the input stage,
as in Figure 8.6. This holds the Vce of the input pair at a constant 5 V, and
gives Curve 2 in Figure 8.7. The LF floor is now 30 dB lower, although HF

248

Figure 8.5

Negative-rail rejection
varies with Cdom in a
complex fashion;
100 pF is the optimal
value. This implies
some sort of
concellation effect

Figure 8.6

A cascoded input
stage; Q21, Q22
prevent AC on V– from
reaching TR2, TR3
collectors, and improve
LF PSRR. B is the
alternative Cdom
connection point for
cascode compensation

Power supplies and PSRR

PSRR is slightly worse. The response to Cdom’s value is now monotonic;
simply a matter of more Cdom, less PSRR. This is a good indication that one
of two partly-cancelling injection mechanisms has been deactivated.

There is a deep subtlety hidden here. It is natural to assume that Early effect
in the input pair is changing the signal current fed from the input stage to
the VAS, but it is not so; this current is in fact completely unaltered. What
is changed  is  the  integrity  of  the  feedback  subtraction  performed  by  the
input pair; modulating the Vce of TR1, TR2 causes the output to alter at LF
by global feedback action. Varying the amount of Early effect in TR1, TR2
by modifying VAF (Early intercept voltage) in the PSpice transistor model
alters the floor height for Curve 1; the worst injection is with the lowest VAF
(i.e. Vce has maximum effect on lc) which makes sense.

We  still  have  a  LF  floor,  though  it  is  now  at  –80  rather  than  –50 dB.
Extensive experimentation showed that this is getting in via the collector
supply  of  TR12,  the  VAS  beta-enhancer,  modulating  Vce  and  adding  a
signal  to  the  inner  VAS  loop  by  early  effect  once  more.  This  is  easily
squished  by  decoupling  TR12  collector  to  V–,  and  the  LF  floor  drops  to
about –95 dB, where I think we can leave it for the time being. (Curve 3 in
Figure 8.7.)

Having peeled two layers from the LF PSRR onion, something needs to be
done  about  the  rising  injection  with  frequency  above  100 Hz.  Looking
again  at  Figure  8.2,  the  VAS  immediately  attracts  attention  as  an  entry

249

Figure 8.7

Curve 1 is negative-rail
PSRR for the standard
input. Curve 2 shows
how cascoding the
input stage improves
rail rejection. Curve 3
shows further
improvement by also
decoupling TR12
collector to V–