Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

route.  It  is  often  glibly  stated  that  such  stages  suffer  from  ripple  fed  in
directly through Cdom, which certainly looks a prime suspect, connected
as it is from V– to the VAS collector. However, this bald statement is untrue.
In simulation it is possible to insert an ideal unity-gain buffer between the
VAS collector and Cdom, without stability problems (A1 in Figure 8.8) and
this absolutely prevents direct signal flow from V– to VAS collector through
Cdom; the PSRR is completely unchanged.

Cdom has been eliminated as a direct conduit for ripple injection, but the
PSRR remains very sensitive to its value. In fact the NFB factor available is
the  determining  factor  in  suppressing  V–  ripple-injection,  and  the  two
quantities are often numerically equal across the audio band.

The conventional amplifier architecture we are examining inevitably has
the VAS sitting on one supply-rail; full voltage swing would otherwise be
impossible. Therefore the VAS input must be referenced to V–, and it is very
likely that this change-of-reference from ground to V– is the basic source of
injection. At first sight, it is hard to work out just what the VAS collector
signal  is referenced  to,  since  this  circuit  node  consists  of  two  transistor
collectors facing each other, with nothing to determine where it sits; the
answer is that the global NFB references it to ground.

Consider an amplifier reduced to the conceptual model in Figure 8.9, with
a real VAS combined with a perfect transconductance stage G, and unity-
gain buffer A1. The VAS beta-enhancer TR12 must be included, as it proves
to have a powerful effect on LF PSRR.

To  start  with,  the  global  NFB  is  temporarily  removed,  and  a  DC  input
voltage is critically set to keep the amplifier in the active region (an easy
trick in simulation). As frequency increases, the local NFB through Cdom
becomes steadily more effective, and the impedance at the VAS collector

250

Figure 8.8

Adding a Cdom buffer
A1 to prevent any
possibility of signal
entering directly from
the V– rail

Power supplies and PSRR

falls. Therefore the VAS collector becomes more and more closely bound
to the AC on V–, until at a sufficiently high frequency (typically 10 kHz) the
PSRR  converges  on  0 dB,  and  everything  on  the  V–  rail  couples  straight
through at unity gain, as shown in Figure 8.10.

There is an extra complication here; the TR12/TR4 combination actually
shows gain from V– to the output at low frequencies; this is due to Early
effect, mostly in TR12. If TR12 was omitted the LF open-loop gain drops to
about –6 dB.

251

Figure 8.9

A conceptual SPICE
model for V– PSRR,
with only the VAS
made from real
components. R999
represents VAS loading

Figure 8.10

Open-loop PSRR from
the model in Figure
8.8, with Cdom
value stepped. There
is actual gain below
1 kHz

Audio Power Amplifier Design Handbook

Reconnecting the global NFB, Figure 8.11 shows a good emulation of the
PSRR for the complete amplifier in Figure 8.7. The 10–15 dB open-loop-
gain is flattened out by the global NFB, and no trace of it can be seen in
Figure 8.11.

Now  the  NFB  attempts  to  determine  the  amplifier  output  via  the  VAS
collector, and if this control was perfect the PSRR would be infinite. It is not,
because the NFB factor is finite, and falls with rising frequency, so PSRR
deteriorates at exactly the same rate as the open-loop gain falls. This can be
seen  on  many  op-amp  spec  sheets,  where  V–  PSRR  falls  off  from  the
dominant-pole  frequency,  assuming  conventional  op-amp  design  with  a
VAS on V–.

Clearly a high global NFB factor at LF is vital to keep out V– disturbances.
In  Chapter  4  I  rather  tendentiously  suggested  that  apparent  open-loop
bandwidth  could  be  extended  quite  remarkably  (without  changing  the
amount of NFB at HF where it matters) by reducing LF loop gain; a high-
value resistor Rnfb in parallel with Cdom works the trick. What I did not say
was that a high global NFB factor at LF is also invaluable for keeping the
hum  out;  a  point  overlooked  by  those  advocating  low  NFB  factors  as  a
matter of faith rather than reason.

Table 8.2 shows how reducing global NFB by decreasing the value of Rnfb
degraded ripple rejection in a real amplifier.

252

Figure 8.11

Closed-loop PSRR from
Figure 8.9, with Cdom
stepped to alter the
closed-loop NFB factor

Power supplies and PSRR

Having got to the bottom of the V– PSRR mechanism, in a just world our
reward  would  be  a  new  and  elegant  way  of  preventing  such  ripple
injection. Such a method indeed exists, though I believe it has never before
been applied to power amplifiers

[5],[6]

. The trick is to change the reference,

as far as Cdom is concerned, to ground. Figure 8.6 shows that cascode-
compensation can be implemented simply by connecting Cdom to point B
rather than the usual VAS base connection at A. Figure 8.12 demonstrates
that this is effective, PSRR at 1 kHz improving by about 20 dB.

Elegant or not, the simplest way to reduce ripple below the noise floor still
seems to be brute-force RC filtering of the V– supply to the input mirror and
VAS, removing the disturbances before they enter. It may be crude, but it is
effective, as shown in Figure 8.13. Good LF PSRR requires a large RC time-
constant, and the response at DC is naturally unimproved, but the real snag
is that the necessary voltage drop across R directly reduces amplifier output

253

Table 8.2

Rnfb

Ripple Out

None

83.3 dBu

470k

85.0 dBu

200k

80.1 dBu

100k

73.9 dBu

Figure 8.12

Using an input
cascode to change the
reference for Cdom.
The LF PSRR is
unchanged, but
extends much higher in
frequency. (Compare
Curve 2 in Figure
8.7.) Note that Cdom
value now has little
effect

Audio Power Amplifier Design Handbook

swing, and since the magic number of watts available depends on voltage
squared,  it  can  make  a  surprising  difference  to  the  raw  commercial
numbers (though not, of course, to perceived loudness). With the circuit
values shown 10 ! is about the maximum tolerable value; even this gives
a measurable reduction in output. The accompanying C should be at least
220 µF,  and  a  higher  value  is  desirable  if  every  trace  of  ripple  is  to  be
removed.

References

1. Sinclair (ed) Audio and Hi-Fi Handbook pub Newnes 1993, p. 541.
2. Linsley-Hood, J Evolutionary Audio. Part 3 Electronics World, Jan 1990,

p. 18.

3. Williams,  T  EMC  For  Product  Designers pub  Newnes  (Butterworth-

Heinemann) 1992, ISBN 0 7506 1264 9 p. 106.

4. Ball, G Distorting Power Supplies EW+WW, Dec 90, p. 1084.
5. Ribner and Copeland Design Techniques for Cascoded CMOS Opamps

IEEE J. Solid-State Circuits, Dec 1984, p. 919.

6. Ahuja,  B  K  Improved  Frequency  Compensation  Technique  for  CMOS

Opamps. IEEE J. Solid-State Circuits, Dec 1983, pp. 629–633.

254

Figure 8.13

RC filtering of the V–
rail is effective at
medium frequencies,
but less good at LF,
even with 100 µF of
filtering. R = 10 !