Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

9

Class-A power amplifiers

An introduction to class-A

The two salient facts about Class-A amplifiers are that they are inefficient,
and that they give the best possible distortion performance. They will never
supplant Class-B amplifiers; but they will always be around.

The quiescent dissipation of the classic Class-A amplifier is equal to twice
the maximum output power, making massive power outputs impractical, if
only  because  of  the  discomfort  engendered  in  the  summer  months.
However,  the  nature  of  human  hearing  means  that  the  power  of  an
amplifier  must  be  considerably  increased  to  sound  significantly  louder.
Doubling  the  sound  pressure  level  (SPL)  is  not  the  same  as  doubling
subjective  loudness,  the  latter  being  measured  in  Sones  rather  than  dB
above threshold, and it appears that doubling subjective loudness requires
nearer a 10 dB rather than 6 dB rise in SPL

[1]

. This implies amplifier power

must be increased something like ten-fold, rather than merely quadrupled,
to  double  subjective  loudness.  Thus  a  40 W  Class-B  amplifier  does  not
sound much larger than its 20 W Class-A cousin.

There  is  an  attractive  simplicity  and  purity  about  Class  A.  Most  of  the
distortion  mechanisms  studied  so  far  stem  from  Class  B,  and  we  can
thankfully forget crossover and switchoff phenomena (Distortions 3b, 3c),
non-linear  VAS  loading  (Distortion  4),  injection  of  supply-rail  signals
(Distortion 5), induction from supply currents (Distortion 6), and erroneous
feedback connections (Distortion 7). Beta-mismatch in the output devices
can also be ignored.

The only real disadvantage of Class-A is inefficiency, so inevitably efforts
have been made to  compromise between A and B. As compromises go,
traditional  Class-AB  is  not  a  happy  one  (see  Chapters  5  and  6)  because
when  the  AB  region  is  entered  the  step-change  in  gain  generates
significantly greater high-order distortion than that from optimally-biased

255

Audio Power Amplifier Design Handbook

Class-B.  However,  a  well-designed  AB  amplifier  does  give  pure  Class-A
performance  below  the  AB  threshold,  something  a  Class-B  amp  cannot
do.

Another possible compromise is the so-called non-switching amplifier, with
its output devices clamped to always pass a minimum current. However, it
is not obvious that a sudden halt in current-change as opposed to complete
turn-off makes a better crossover region. Those residual oscillograms that
have  been  published  seem  to  show  that  some  kind  of  discontinuity  still
exists at crossover

[2]

.

One potential problem is the presence of maximum ripple on the supply-
rails at zero signal output; the PSRR must be taken seriously if good noise
and ripple figures are to be obtained. This problem is simply solved by the
measures proposed for Class-B designs in Chapter 8.

Class-A configurations and efficiency

There  is  a  canonical  sequence  of  efficiency  in  Class-A  amplifiers.  The
simplest version is single-ended and resistively-loaded, as at Figure 9.1a.
When it sinks output current, there is an inevitable voltage drop across the
emitter resistance, limiting the negative output capability, and resulting in
an efficiency of 12.5% (erroneously quoted in at least one textbook as 25%,
apparently  on  the  grounds  that  power  not  dissipated  in  silicon  doesn’t
count). This would be of purely theoretical interest – and not much of that
– except that a single-ended design by Fuller Audio has recently appeared.
This reportedly produces a 10 W output for a dissipation of 120 W, with
output swing predictably curtailed in one direction

[3]

.

A better method – Constant-current Class-A – is shown in Figure 9.1b. The
current sunk by the lower constant-current source is no longer related to the
voltage across it, and so the output voltage can approach the negative rail
with a practicable quiescent current. (Hereafter shortened to Iq). Maximum
efficiency  is  doubled  to  25%  at  maximum  output;  for  an  example  with
20 W output (and a big fan) see Nelson

[4]

. Some versions (Krell) make the

current-source value switchable, controlling it with a kind of noise-gate.

Push-pull operation once more doubles full-power efficiency, getting us to
a more practical 50%; most commercial Class-A amplifiers have been of
this type. Both output halves now swing from zero to twice the Iq, and least
voltage corresponds with maximum current, reducing dissipation. There is
also  the  intriguing  prospect  of  cancelling  the  even-order  harmonics
generated by the output devices.

Push-pull action can be induced in several ways. Figures 9.1c, d show the
lower  constant  current-source  replaced  by  a  voltage-controlled  current-
source (VCIS). This can be driven directly by the amplifier forward path, as
in  Figure  9.1c

[5]

,  or  by  a  current-control  negative-feedback  loop,  as  at

256

Class-A power amplifiers

Figure 9.1

The canonical
sequence of
Class-A
configurations. c, d
and e are push-pull
variants, and
achieve 50%
efficiency. e is
simply a Class-B
stage with higher
Vbias

257

Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 9.1d

[6]

. The first of these methods has the drawback that the stage

generates gain, phase-splitter TR1 doubling as the VAS; hence there is no
circuit node that can be treated as the input to a unity-gain output stage,
making the circuit hard to analyse, as VAS distortion cannot be separated
from output stage non-linearity. There is also no guarantee that upper and
lower output devices will be driven appropriately for Class-A; in Linsley-
Hood

[5]

the effective quiescent varies by more than 40% over the cycle.

The  second  push-pull  method  in  Figure  9.1d  is  more  dependable,  and  I
have designed several versions that worked well. The disadvantage with
the simple version shown is that a regulated supply is required to prevent
rail  ripple  from  disrupting  the  current-loop  control.  Designs  of  this  type
have a limited current-control range – in Figure 9.1d TR3 cannot be turned
on any further once the upper device is fully off – so the lower VCIS will not
be able to respond to an unforeseen increase in the output loading. In this
event there is no way of resorting to Class-AB to keep the show going and
the amplifier will show some form of asymmetrical hard clipping.

The best push-pull stage seems to be that in Figure 9.1e, which probably
looks rather familiar. Like all the conventional Class-B stages examined in
Chapters 5 and 6, this one will operate effectively in pure push-pull Class-A if
the quiescent bias voltage is sufficiently increased; the increment over Class-
B is typically 700 mV, depending on the value of the emitter resistors. For an
example of high-biased Class B see Nelson-Jones

[7]

. This topology has the

great  advantage  that,  when  confronted  with  an  unexpectedly  low  load
impedance, it will operate in Class-AB. The distortion performance will be
inferior not only to Class-A but also to optimally-biased Class-B, once above
the AB transition level, but can still be made very low by proper design.

The push-pull concept has a maximum efficiency of 50%, but this is only
achieved at maximum sinewave output; due to the high peak/average ratio
of music, the true average efficiency probably does not exceed 10%, even
at maximum volume before obvious clipping.

Other possibilities are signal-controlled variation of the Class-A amplifier
rail voltages, either by a separate Class-B amplifier, or a modulated switch-
mode  supply.  Both  approaches  are  capable  of  high  power  output,  but
involve  extensive  extra  circuitry,  and  present  some  daunting  design
problems.

A Class-B amplifier has a limited voltage output capability, but is flexible
about load impedances; more current is simply turned on when required.
However, Class-A has also a current limitation, after which it enters Class
AB, and so loses its raison d’ˆetre. The choice of quiescent value has a major
effect on thermal design and parts cost; so Class-A design demands a very
clear  idea  of  what  load  impedance  is  to  be  driven  in  pure A  before  we
begin. The calculations to determine the required Iq are straightforward,
though  lengthy  if  supply  ripple,  Vce(sat)s,  and  Re  losses,  etc.  are  all

258

Class-A power amplifiers

considered,  so  I  just  give  the  results  here.  (An  unregulated  supply  with
10,000 µF reservoirs is assumed.)

A 20 W/8 ! amplifier will require rails of approx. +/–24 V and a quiescent
of 1.15 A. If this is extended to give roughly the same voltage swing into
4 !, then the output power becomes 37 W, and to deliver this in Class-A the
quiescent must increase to 2.16 A, almost doubling dissipation. If however
full  voltage  swing  into  6 ! will  do  (which  it  will  for  many  reputable
speakers) then the quiescent only needs to increase to 1.5 A; from here on
I assume a quiescent of 1.6 A to give a margin of safety.

Output stages in Class-A

I  consider  here  only  the  increased-bias  Class-B  topology,  because  it  is
probably the best approach, effectively solving the problems presented by
the  other  methods.  Figure  9.2  shows  a  Spice  simulation  of  the  collector
currents in the output devices versus output voltage, and also the sum of
these currents. This sum of device currents is in principle constant in Class-
A, though it need not be so for low THD; the output signal is the difference
of  device  currents,  and  is  not  inherently  related  to  the  sum.  However,  a
large  deviation  from  this  constant-sum condition means  increased ineffi-
ciency, as the stage must be conducting more current than it needs to for
some part of the cycle.

259

Figure 9.2

How output device
current varies in push-
pull Class-A. The sum
of the currents is near-
constant, simplifying
biasing