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Audio Power Amplifier Design Handbook

The constancy of this sum-of-currents is important because it shows that the
voltage measured across Re1 and Re2 together is also effectively constant
so long as the amplifier stays in Class-A. This in turn means that quiescent
current can be simply set with a constant-voltage bias generator, in very
much the same way as Class-B.

Figures 9.3, 9.4 and 9.5 show Spice gain plots for open-loop output stages,
with 8 ! loading and 1.6 A quiescent; the circuitry is exactly as for Class-B
in  Chapter  6.  The  upper  traces  show  Class-A  gain,  and  the  lower  traces
optimal-bias  Class-B  gain  for  comparison.  Figure  9.3  shows  an  emitter-
follower  output,  Figure  9.4  a  simple  quasi-complementary  stage,  and
Figure 9.5 a CFP output.

We would expect Class-A stages to be more linear than B, and they are.
(Harmonic  and  THD  figures  for  the  three  configurations,  at  20 V  Pk,  are
shown in Table 9.1.) There is absolutely no gain wobble around 0 V, as in
Class-B,  and  push-pull  Class-A  really  can  and  does  cancel  even-order
distortion.

It  is  at  once  clear  that  the  emitter-follower  has  more  gain  variation,  and
therefore worse linearity, than the CFP, while the quasi-comp circuit shows
an interesting mix of the two. The more curved side of the quasi gain plot
is on the –ve side, where the CFP half of the quasi circuit is passing most of
the current; however we know by comparing Figure 9.3 and Figure 9.5 that
the CFP is the more linear structure. Therefore it appears that the shape of

260

Figure 9.3

Gain linearity of the
Class-A emitter-follower
output stage. Load is
8 !, and quiescent
current (Iq) is 1.6 A

Class-A power amplifiers

Figure 9.4

Gain linearity of the
Class-A quasi-
complementary output
stage. Conditions as
Figure 9.3

Figure 9.5

Gain linearity of the
Class-A CFP output
stage

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the  gain  curve  is  determined  by  the  output  half  that  is  turning  off,
presumably because this shows the biggest gm changes. The CFP structure
maintains gm better as current decreases, and so gives a flatter gain curve
with less rounding of the extremes.

The gain behaviour of these stages is reflected in their harmonic generation;
Table  9.1  reveals  that  the  two  symmetrical  topologies  give  mostly  odd-
order harmonics, as expected. The asymmetry of the quasi-comp version
causes a large increase in even-order harmonics, and this is reflected in the
higher THD figure. Nonetheless all the THD figures are still 2 to 3 times
lower than for their Class-B equivalents.

This modest factor of improvement may seem a poor return for the extra
dissipation  of  Class-A,  but  not  so.  The  crucial  point  about  the  distortion
from a Class-A output stage is not just that it is low in magnitude, but that
it is low-order, and so benefits much more from the typical NFB factor that
falls with frequency than does high-order crossover distortion.

The  choice  of  Class-A  output  topology  is  now  simple.  For  best  perform-
ance, use the CFP; apart from greater basic linearity, the effects of output
device temperature on Iq are servoed-out by local feedback, as in Class B.
For utmost economy, use the quasi-complementary with two NPN devices;
these need only a low Vce(max) for a typical Class-A amp, so here is an
opportunity to recoup some of the money spent on heatsinking. The rules
here are somewhat different from Class-B; the simple quasi-complementary
configuration  gives  first-class  results  with  moderate  NFB,  and  adding  a
Baxandall diode to simulate a complementary emitter-follower stage gives
little improvement in linearity. See however Nelson-Jones

[7]

for an example

of its use.

It  is  sometimes  assumed  that  the  different  mode  of  operation  of  Class-A
makes  it  inherently  short-circuit  proof.  This  may  be  true  with  some
configurations,  but  the  high-biased  type  studied  here  will  continue
delivering  current  in  time-honoured  Class-B  fashion  until  it  bursts,  and
overload protection seems to be no less essential.

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Table 9.1

Harmonic:

Emitter Follower

Quasi-Comp

CFP Output

Second

.00012%

.0118%

.00095%

Third

.0095%

.0064%

.0025%

Fourth

.00006%

.0011%

.00012%

Fifth

.00080%

.00058%

.00029%

THD

.0095%

.0135%

.0027%

(THD is calculated from the first nine harmonics, though levels above the fifth are

very small)

Class-A power amplifiers

Quiescent current control systems

Unlike  Class-B,  precise  control  of  quiescent  current  is  not  required  to
optimise  distortion;  for  good  linearity  there  just  has  to  be  enough  of  it.
However, the Iq must be under some control to prevent thermal runaway,
particularly  if  the  emitter-follower  output  is  used.  A  badly  designed
quiescent controller can ruin the linearity, and careful design is required.
There is also the point that a precisely held standing-current is considered
the mark of a well-bred Class-A amplifier; a quiescent that lurches around
like a drunken sailor does not inspire confidence.

Straightforward thermal compensation with a Vbe-multiplier bias generator
works

[8]

,  and  will  prevent  thermal  runaway.  However,  unlike  Class-B,

Class-A gives the opportunity of tightly controlling Iq by negative feedback.
This is profoundly ironic because now that we can precisely control Iq, it
is  no  longer  critical.  Nevertheless  it  seems  churlish  to  ignore  the
opportunity, and so feedback quiescent control will be examined.

There are two basic methods of feedback current-control. In the first, the
current in one output device is monitored, either by measuring the voltage
across  one  emitter-resistor  (Rs  in  Figure  9.6a),  or  by  a  collector  sensing
resistor; the second method monitors the sum of the device currents, which
as described above, is constant in Class-A.

The first method as implemented in Figure 9.6a

[7]

compares the Vbe of TR4

with the voltage across R

s

, with filtering by RF, CF. If quiescent is excessive,

then  TR4  conducts  more,  turning  on  TR5  and  reducing  the  bias  voltage
between points A and B. In Figure 9.6b, which uses the VCIS approach, the
voltage across collector sensing resistor Rs is compared with Vref by TR4,
the value of Vref being chosen to allow for TR4 Vbe

[9]

. Filtering is once

more by RF, CF.

For  either  Figure  9.6a  or  b,  the  current  being  monitored  contains  large
amounts of signal, and must be low-pass filtered before being used for control
purposes. This is awkward as it adds one more time-constant to worry about if
the amplifier is driven into asymmetrical clipping. In the case of collector-
sensing there are unavoidable losses in the extra sense resistor. It is also my
experience that imperfect filtering causes a serious rise in LF distortion.

The Better Way is to monitor current in both emitter resistors; as explained
above,  the  voltage  across  both  is  very  nearly  constant,  and  in  practice
filtering is unnecessary. An example of this approach is shown in Figure 9.6c,
based on a concept originated by Nelson Pass

[10]

. Here TR4 compares its

own Vbe with the voltage between X and B; excessive quiescent turns on
TR4 and reduces the bias directly. Diode D is not essential to the concept, but
usefully  increases  the  current-feedback  loop-gain;  omitting  it  more  than
doubles Iq variation with TR7 temperature in the Pass circuit.

The trouble with this method is that TR3 Vbe directly affects the bias setting,
but  is  outside  the  current-control  loop.  A  multiple  of  Vbe  is  established

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Audio Power Amplifier Design Handbook

Figure 9.6

Current-control systems.
Only that at c avoids
the need to low-pass
filter the control signal;
C simply provides
feedforward to speed
up signal transfer to
TR2

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