Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Class-A power amplifiers

between  X  and  B,  when  what  we  really  want  to  control  is  the  voltage
between X and Y. The temperature variations of TR4 and TR3 Vbe partly
cancel, but only partly. This method is best used with a CFP or quasi output so
that the difference between Y and B depends only on the driver temperature,
which can be kept low. The reference is TR4 Vbe, which is itself temperature-
dependent; even if it is kept away from the hot bits it will react to ambient
temperature changes, and this explains the poor performance of the Pass
method for global temp changes (Table 9.2).

A novel quiescent current controller

To solve this problem, I would like to introduce the novel control method
in Figure 9.7. We need to compare the floating voltage between X and Y
with a fixed reference, which sounds like a requirement for two differential
amplifiers. This can be reduced to one by sitting the reference Vref on point
Y; this is a very low-impedance point and can easily swallow a reference
current of 1 mA or so. A simple differential pair TR15, 16 then compares the
reference  voltage  with  that  at  point  Y;  excess  quiescent  turns  on  TR16,
causing TR13 to conduct more and reducing the bias voltage.

The  circuitry  looks  enigmatic  because  of  the  high-impedance  of  TR13
collector would seem to prevent signal from reaching the upper half of the
output stage; this is in essence true, but the vital point is that TR13 is part
of an NFB loop that establishes a voltage at A that will keep the bias voltage
between A and B constant. This comes to the same thing as maintaining a
constant Vbias across TR5. As might be imagined, this loop does not shine
at  transferring  signals  quickly,  and  this  duty  is  done  by  feed-forward
capacitor C4. Without it, the loop (rather surprisingly) works correctly, but
HF oscillation at some part of the cycle is almost certain. With C4 in place
the current-loop does not need to move quickly, since it is not required to
transfer signal but rather to maintain a DC level.

The experimental study of Iq stability is not easy because of the inaccess-
ibility  of  junction  temperatures.  Professional  SPICE  implementations  like

265

Table 9.2
Iq change per
degree C

Changing

TR7 temp only

Changing

Global temp

Quasi + Vbe-mult

+0.112%

–0.43%

Pass: as Figure 9.6c

+0.0257%

–14.1%

Pass: no diode D

+0.0675%

–10.7%

New system:

+0.006%

–0.038%

(assuming OR22 emitter resistors and 1.6 A Iq)

Figure 9.7

A Blameless 20 W Class-A power amplifier, using the novel current-control system

266

Class-A power amplifiers

PSpice allow both the global circuit temperature and the temperature of
individual  devices  to  be  manipulated;  this  is  another  aspect  where  sim-
ulators  shine.  The  exact  relationships  of  component  temperatures  in  an
amplifier is hard to predict, so I show here only the results of changing the
global temperature of all devices, and changing the junction temp of TR7
alone (Figure 9.7) with different current-controllers. TR7 will be one of the
hottest transistors and unlike TR9 it is not in a local NFB loop, which would
greatly reduce its thermal effects.

A Class-A design

A  design  example  of  a  Blameless  20 W/8 ! Class-A  power  amplifier  is
shown in Figure 9.7. This is as close as possible in operating parameters to
the previous Class-B design, to aid comparison; in particular the NFB factor
remains 30 dB at 20 kHz. The front-end is as for the Class-B version, which
should not be surprising as it does exactly the same job, input Distortion 1
being unaffected by output topology. As before the input pair uses a high
tail  current,  so  that  R2,  3  can  be  introduced  to  linearise  the  transfer
characteristic and set the transconductance. Distortion 2 (VAS) is dealt with
as before, the beta-enhancer TR12 increasing the local feedback through
Cdom. There is no need to worry about Distortion 4 (non-linear loading by
output  stage)  as  the  input  impedance  of  a  Class-A  output,  while  not
constant, does not have the sharp variations shown by Class-B.

Figure 9.7 uses a standard quasi output. This may be replaced by a CFP
stage without problems. In both cases the distortion is extremely low, but
gratifyingly  the  CFP  proves  even  better  than  the  quasi,  confirming  the
simulation results for output stages in isolation.

The  operation  of  the  current  regulator  TR13,  15,  16  has  already  been
described. The reference used is a National LM385/1.2. Its output voltage
is fixed at 1.223 V nominal; this is reduced to approx. 0.6 V by a 1k–1k
divider (not shown). Using this band-gap reference, a 1.6 A Iq is held to
within +/–2 mA from a second or two after switch-on. Looking at Table 9.2,
there seems no doubt that the new system is effective.

As  before,  a  simple  unregulated  power  supply  with  10,000 µF  reservoirs
was  used,  and  despite  the  higher  prevailing  ripple,  no  PSRR  difficulties
were encountered once the usual decoupling precautions were taken.

The closed-loop distortion performance (with conventional compensation)
is shown in Figure 9.8 for the quasi-comp output stage, and in Figure 9.9
for a CFP output version. The THD residual is pure noise for almost all of
the  audio  spectrum,  and  only  above  10 kHz  do  small  amounts  of  third-
harmonic  appear.  The  expected  source  is  the  input  pair,  but  this  so  far
remains unconfirmed.

The  distortion  generated  by  the  Class-B  and  A  design  examples  is
summarised  in  Table  9.3,  which  shows  a  pleasing  reduction  as  various

267

Audio Power Amplifier Design Handbook

268

Figure 9.8

Class-A amplifier
THD performance
with quasi-comp
output stage. The
steps in the LF portion
of the trace are
measurement
artefacts

Figure 9.9

Class-A distortion
performance with
CFP output stage

Table 9.3

1 kHz

10 kHz

20 kHz

Power

Class B EF

<.0006%

.0060%

.012%

50 W

Class B CFP

<.0006%

.0022%

.0040%

50 W

Class B EF 2-pole

<.0006%

.0015%

.0026%

50 W

Class A quasi

<.0006%

.0017%

.0030%

20 W

Class A CFP

<.0006%

.0010%

.0018%

20 W

Class A CFP 2-pole

<.0006%

.0010%

.0012%

20 W

(All for 8 ! loads and 80 kHz bandwidth. Single-pole compensation unless otherwise

stated)

Class-A power amplifiers

measures are taken to deal with it. As a final fling two-pole compensation
was  applied  to  the  most  linear  (CFP)  of  the  Class-A  versions,  reducing
distortion to a rather small .0012% at 20 kHz, at some cost in slew-rate.
(Figure 9.10). While this may not be the fabled Distortionless Amplifier, it
must be a near relation . . .

The trimodal amplifier

I present here my own contribution to global warming in the shape of an
improved Class-A amplifier; it is believed to be unique in that it not only
copes with load impedance dips by means of the most linear form of Class-
AB  possible,  but  will  also  operate  as  a  Blameless  Class-B  engine.  The
power  output  in  pure  Class-A  is  20  to  30 W  into  8 !,  depending  on  the
supply-rails chosen.

This amplifier uses a Complementary-Feedback-Pair (CFP) output stage for
best  possible  linearity,  and  some  incremental  improvements  have  been
made  to  noise,  slew-rate  and  maximum  DC  offset.  The  circuit  naturally
bears a very close resemblance to a Blameless Class-B amplifier, and so it
was  decided  to  retain  the  Class-B  Vbe-multiplier,  and  use  it  as  a  safety-
circuit  to  prevent  catastrophe  if  the  relatively  complex  Class-A  current-
regulator failed. From this the idea arose of making the amplifier instantly
switchable between Class-A and Class-B modes, which gives two kinds of
amplifier for the price of one, and permits of some interesting listening tests.
Now you really can do an A/B comparison . . .

In  the  Class-B  mode  the  amplifier  has  the  usual  negligible  quiescent
dissipation. In Class-A the thermal dissipation is naturally considerable, as
true Class-A operation is extended down to 6 ! resistive loads for the full
output  voltage  swing,  by  suitable  choice  of  the  quiescent  current;  with
heavier loading the amplifier gracefully enters Class-AB, in which it will
give  full  output  down  to  3 ! before  the  Safe-Operating-Area  (SOAR)

269

Figure 9.10

Distortion
performance for CFP
output stage with
2-pole compensation.
The THD drops to
0.0012% at 20 kHz,
but the extra VAS
loading has
compromised the
positive-going slew
capability