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FET output stages

– in other words drain current falls with increasing temperature – but on the
other  hand  the  coefficient  reverses  sign  at  low  drain  currents,  and  this
implies  that  precise  quiescent-current  setting  will  be  very  difficult.  A
negative-temperature coefficient provides good protection against thermal
runaway, but this should never be a problem anyway.

FET vs BJT output stages

On beginning any power amplifier design, one of the first decisions that
must  be  made  is  whether  to  use  BJTs  or  FETs  in  the  output  stage.  This
decision may of course already have been taken for you by the marketing
department, as the general mood of the marketplace is that if FETs are more
expensive, they must be better. If however, you are lucky enough to have
this crucial decision left to you, then FETs normally disqualify themselves
on the same grounds of price. If the extra cost is not translated into either
better performance and/or a higher sustainable price for the product, then
it appears to be foolish to choose anything other than BJTs.

Power MOSFETS are often hailed as the solution to all amplifier problems,
but  they  have  their  own  drawbacks,  not  the  least  being  low  trans-
conductance, poor linearity, and a high ON-resistance that makes output
efficiency mediocre. The high-frequency response may be better, implying
that the second pole P2 of the amplifier response will be higher, allowing
the dominant pole P1 be raised with the same stability margin, and so in
turn giving more NFB to reduce distortion. However, we would need this
extra feedback (if it proves available in practice) to correct the worse open-
loop distortion, and even then the overall linearity would almost certainly
be worse. To complicate matters, the compensation cannot necessarily be
lighter  because  the  higher  output-resistance  makes  more  likely  the
lowering of the output pole by capacitative loading.

The extended FET frequency response is, like so many electronic swords,
two-edged if not worse, and the HF capabilities mean that rigorous care
must  be  taken  to  prevent  parasitic  oscillation,  as  this  is  often  promptly
followed by an explosion of disconcerting violence. FETs should at least
give freedom from switchoff troubles (Distortion 3c) as they do not suffer
from BJT charge-storage effects.

Advantages of FETs

1 For a simple complementary FET output stage, drivers are not required.

This  is  somewhat  negated  by  the  need  for  gate-protection  zener
diodes.

2 There is no second-breakdown failure mechanism. This may simplify the

design  of  overload  protection  systems,  especially  when  arranging  for
them to cope with highly reactive loads.

3 There are no charge-storage effects to cause switchoff distortion.

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Audio Power Amplifier Design Handbook

Disadvantages of FETs

1 Linearity is very poor by comparison with a BJT degenerated to give the

same transconductance. The Class-B conduction characteristics do not
cross over smoothly, and there is no equivalent to the optimal Class-B
bias condition that is very obvious with a BJT output stage.

2 The Vgs required for conduction is usually of the order of 4–6 V, which

is much greater than the 0.6–0.8 V required by a BJT for base drive. This
greatly  reduces  the  voltage  efficiency  of  the  output  stage  unless  the
preceding small-signal stages are run from separate and higher-voltage
supply rails.

3 The minimum channel resistance of the FET, known as Rds(on), is high

and gives a further reduction in efficiency compared with BJT outputs.

4 Power FETs are liable to parasitic oscillation. In severe cases a plastic-

package device will literally explode. This is normally controllable in the
simple complementary FET output stage by adding gate-stopper resistors,
but is a serious disincentive to trying radical experiments in output stage
circuit design.

5 Some commentators claim that FET parameters are predictable; I find this

hard to understand as they are notorious for being anything but. From
one  manufacturer’s  data  (Harris),  the  Vgs  for  the  IRF240  FET  varies
between 2.0 and 4.0 V for an ld of 250 µA; this is a range of two to one.
In  contrast  the  Vbe/lc  relation  in  bipolars  is  fixed  by  a  mathematical
equation for a given transistor type, and is much more reliable. Nobody
uses FETs in log converters.

6 Since the Vgs spreads are high, this will complicate putting devices in

parallel for greater power capability. Paralleled BJT stages rarely require
current-sharing resistors of greater than 0.1 !, but for the FET case they
may need to be a good deal larger, reducing efficiency further.

7 At  the  time  of  writing,  there  is  a  significant  economic  penalty  in

using FETs. Taking an amplifier of given power output, the cost of the
output  semiconductors  is  increased  by  between  1.5  and  2  times  with
FETs.

IGBTs

Insulated-Gate Bipolar Transistors represent a relatively new option for the
amplifier designer. They have been held up as combining the best features
of  FETs  and  BJTs.  In  my  view  this  is  a  dubious  proposition  as  I  find  the
advantages of FETs for audio to be heavily outweighed by the drawbacks,
and if IGBTs have any special advantages they have not so far emerged.
According  to  the  Toshiba  application  notes

[1]

,  IGBTs  consist  of  an  FET

controlling a bipolar power transistor; I have no information on the linearity
of these devices, but the combination does not sound promising.

The most discouraging aspect of IGBTs is the presence of a parasitic BJT
that turns the device hard on above a critical current threshold. This inbuilt

316

Figure 11.1

Three MOSFET output
architectures

317

Audio Power Amplifier Design Handbook

self-destruct mechanism will at the very least make overload protection an
extremely critical matter; it seems unlikely that IGBTs will prove popular for
audio amplification.

Power FET output stages

Three  types  of  FET  output  stage  are  shown  in  Figure  11.1,  and  Figures
11.2–11.5 show SPICE gain plots, using 2SK135/2SJ50 devices. Most FET
amplifiers use the simple source-follower configuration in Figure 11.1a; the
large-signal gain plot at Figure 11.2 shows that the gain for a given load is
lower (0.83 rather than 0.97 for bipolar, at 8 !) because of low gm, and
this, with the high on-resistance, reduces output efficiency seriously. Open-
loop  distortion  is  markedly  higher;  however  LSN  does  not  increase  with
heavier  loading,  there  being  no  equivalent  of  Bipolar  Gain-Droop.  The
crossover region has sharper and larger gain deviations than a bipolar stage,
and  generally  looks  pretty  nasty;  Figure  11.3  shows  the  impossibility  of
finding a correct Vbias setting.

Figure  11.1b  shows  a  hybrid  (i.e.  bipolar/FET)  quasi-complementary
output  stage,  first  described  in  Self

[2]

.  This  topology  is  intended  to

maximise economy rather than performance, once the decision has been
made  (presumably  for  marketing  reasons)  to  use  FETs,  by  making  both
output devices cheap N-channel devices; complementary MOSFET pairs
remain  relatively  rare  and  expensive.  The  basic  configuration  is  badly
asymmetrical,  the  hybrid  lower  half  having  a  higher  and  more  constant

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Figure 11.2

Source-Follower FET
large-signal gain vs
output

FET output stages

gain than the source-follower upper half. Increasing the value of Re2 gives
a  reasonable  match  between  the  gains  of  the  two  halves,  but  leaves  a
daunting crossover discontinuity.

The hybrid full-complementary stage in Figure 11.1c was conceived

[3]

to

maximise  FET  performance  by  linearising  the  output  devices  with  local

319

Figure 11.3

Source-Follower FET
crossover region
+/–15 V range

Figure 11.4

Complementary
Bipolar-FET gain vs
output