Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

feedback and reducing Iq variations due to the low power dissipation of
the  bipolar  drivers.  It  is  very  linear,  with  no  gain-droop  at  heavier
loadings  (Figure  11.4),  and  promises  freedom  from  switchoff  distortions;
however, as shown, it is rather inefficient in voltage-swing. The crossover
region in Figure 11.5 still has some unpleasant sharp corners, but the total
crossover gain deviation (0.96–0.97 at 8 !) is much smaller than for the
quasi-hybrid  (0.78–0.90)  and  so  less  high-order  harmonic  energy  is
generated.

Table 11.1 summarises the SPICE curves for 4 and 8 ! loadings. Each was
subjected to Fourier analysis to calculate THD% results for a +/–40 V input.
The BJT results from Chapter 5 are included for comparison.

320

Figure 11.5

Complementary BJT-
FET crossover region
+/–15 V range

Table 11.1

Emitter

Follower

CFP

Quasi

Simple

Quasi

Bax

Triple

Type 1

Simple

MOSFET

Quasi

MOSFET

Hybrid

MOSFET

8 !

0.031% 0.014% 0.069% 0.050% 0.13%

0.47%

0.44%

0.052%

Gain: 0.97

0.97

0.97

0.96

0.97

0.83

0.84

0.97

4 !

0.042% 0.030% 0.079% 0.083% 0.60%

0.84%

0.072% 0.072%

Gain: 0.94

0.94

0.94

0.94

0.92

0.72

0.73

0.94

FET output stages

Power FETs and bipolars: the linearity comparison

There has been much debate as to whether power FETs or bipolar junction
transistors  (BJTs)  are  superior  in  power  amplifier  output  stages,  e.g.
Hawtin

[4]

. As the debate rages, or at any rate flickers, it has often been flatly

stated  that  power  FETs  are  more  linear  than  BJTs,  usually  in  tones  that
suggest that only the truly benighted are unaware of this.

In audio electronics it is a good rule of thumb that if an apparent fact is
repeated  times  without  number,  but  also  without  any  supporting  data,  it
needs to be looked at very carefully indeed. I therefore present my own
view of the situation here.

I  suggest  that  it  is  now  well-established  that  power  FETs  when  used  in
conventional Class-B output stages are a good deal less linear than BJTs. The
gain-deviations around the crossover region are far more severe for FETs than
the relatively modest wobbles of correctly biased BJTs, and the shape of the
FET gain-plot is inherently jagged, due to the way in which two square-law
devices overlap. The incremental gain range of a simple FET output stage
is  0.84–0.79  (range  0.05)  and  this  is  actually  much  greater  than  for  the
Bipolar stages examined in Chapter 5; the EF stage gives 0.965–0.972 into
8 ! (range 0.007) and the CFP gives 0.967–0.970 (range 0.003). The smaller
ranges of gain-variation are reflected in the much lower THD figures when
PSpice data is subjected to Fourier analysis.

However,  the  most  important  difference  may  be  that  the  bipolar  gain
variations  are  gentle  wobbles,  while  all  FET  plots  seem  to  have  abrupt
changes that are much harder to linearise with NFB that must decline with
rising  frequency.  The  basically  exponential  Ic/Vbe  characteristics  of  two
BJTs approach much more closely the ideal of conjugate (i.e. always adding
up  to  1)  mathematical  functions,  and  this  is  the  root  cause  of  the  much
lower crossover distortion.

A close-up examination of the way in which the two types of device begin
conducting as their input voltages increase shows that FETs move abruptly
into  the  square-law  part  of  their  characteristic,  while  the  exponential
behaviour of bipolars actually gives a much slower and smoother start to
conduction.

Similarly, recent work

[5]

shows that less conventional approaches, such as

the CC-CE configuration of Mr Bengt Olsson

[6]

, also suffer from the non-

conjugate nature of FETs, and show sharp changes in gain. Gevel

[7]

shows

that this holds for both versions of the stage proposed by Olsson, using both
N- and P-channel drivers. There are always sharp gain-changes.

FETs in Class-A stages

It occurred to me that the idea that FETs are more linear was based not on
Class-B  power-amplifier  applications,  but  on  the  behaviour  of  a  single

321

Audio Power Amplifier Design Handbook

device in Class-A. It might be argued that the roughly square-law nature of
a FET’s Id/Vgs law is intuitively more linear than the exponential Ic/Vbe law
of a BJT, but it is a bit difficult to know quite how to define linear in this
context. Certainly a square-law device will generate predominantly low-
order  harmonics,  but  this  says  nothing  about  the  relative  amounts
produced.

In truth the BJT/FET contest is a comparison between apples and aardvarks,
the main problem being that the raw transconductance (gm) of a BJT is far
higher than for any power FET. Figure 11.6 illustrates the conceptual test
circuit;  both  a  TO3  BJT  (MJ802)  and  a  power-FET  (IRF240)  have  an
increasing  DC  voltage  Vin  applied  to  their  base/gate,  and  the  resulting
collector and drain currents from PSpice simulation are plotted in Figure
11.7. Voffset is used to increase the voltage applied to FET M1 by 3.0 V
because nothing much happens below Vgs = 4 V, and it is helpful to have

322

Figure 11.6

The linearity test circuit.
Voffset adds 3 V to the
DC level applied to the
FET gate, purely to
keep the current curves
helpfully adjacent on a
graph

Figure 11.7

Graph of Ic and Id for
the BJT and the FET.
Curve A shows Ic for
the BJT alone, while
Curve B shows the
result for Re = 0.1 !.
The curved line is the
Id result for a power
FET without any
degeneration

FET output stages

the  curves  on  roughly  the  same  axis.  Curve  A,  for  the  BJT,  goes  almost
vertically skywards, as a result of its far higher gm. To make the comparison
meaningful, a small amount of local negative feedback is added to Q1 by
Re, and as this emitter degeneration is increased from 0.01 ! to 0.1 !, the
Ic curves become closer in slope to the Id curve.

Because of the curved nature of the FET Id plot, it is not possible to pick an
Re value that allows very close gm equivalence; Re = 0.1 ! was chosen as
a reasonable approximation; see Curve B. However, the important point is
that I think no-one could argue that the FET Id characteristic is more linear
than Curve B.

This is made clearer by Figure 11.8, which directly plots transconductance
against  input  voltage.  There  is  no  question  that  FET  transconductance
increases in a beautifully linear manner – but this ‘linearity’ is what results
in a square-law Id increase. The near-constant gm lines for the BJT are a
much more promising basis for the design of a linear amplifier.

To forestall any objections that this comparison is all nonsense because a
BJT is a current-operated device, I add here a small reminder that this is
untrue.  The  BJT  is  a  voltage  operated  device,  and  the  base  current  that
flows is merely an inconvenient side-effect of the collector current induced
by  said  base  voltage.  This  is  why  beta  varies  more  than  most  BJT
parameters; the base current is an unavoidable error rather than the basis of
transistor operation.

The  PSpice  simulation  shown  here  was  checked  against  manufacturers’
curves  for  the  devices,  and  the  agreement  was  very  good  –  almost

323

Figure 11.8

Graph of
transconductance
versus input voltage for
BJT and FET. The near-
horizontal lines are
BJT gm for various Re
values

Audio Power Amplifier Design Handbook

unnervingly so. It therefore seems reasonable to rely on simulator output for
these kind of studies – it is certainly infinitely quicker than doing the real
measurements, and the comprehensive power FET component libraries that
are part of PSpice allow the testing to be generalised over a huge number
of component types without actually buying them.

To conclude, I think it is probably irrelevant to simply compare a naked BJT
with a naked FET. Perhaps the vital point is that a bipolar device has much
more  raw  transconductance  gain  to  begin  with,  and  this  can  be  handily
converted into better linearity by local feedback, i.e. adding a little emitter
degeneration. If the transconductance is thus brought down roughly to FET
levels, the bipolar has far superior large-signal linearity. I must admit to a
sneaking feeling that if practical power BJTs had come along after FETs, they
would have been seized upon with glee as a major step forward in power
amplification.

References

1. Langdon, S Audio amplifier designs using IGBT’s, MOSFETs, and BJTs

Toshiba Application Note X3504, V. 1 Mar 1991.

2. Self,  D  Sound  MOSFET  Design Electronics  and  Wireless  World,  Sept

1990, p. 760.

3. Self, D MOSFET Audio Output Letter, Electronics and Wireless World,

May 1989, p. 524 (see also reference 2 above).

4. Hawtin, V Letters, Electronics World Dec 1994, p. 1037.
5. Self, D Two-Stage Amplifiers and the Olsson Output Stage Electronics

World, Sept 1995, p. 762.

6. Olsson,  B  Better  Audio  From  Non-Complements? Electronics  World,

Dec 1994, p. 988.

7. Gevel, M Private communication, Jan 1995.

324