Файл: Audio Power Amp Design Handbook.pdf

Audio Power Amplifier Design Handbook

a CFP bias circuit has its tempco varied by increasing V1 in 100 mV steps;
in each case the value of R2 is then reduced to bring Vbias back to the
desired value, and the tempco is increased.

A practical circuit is shown in Figure 12.29, using a 2.56 V bandgap refer-
ence to generate the extra voltage across R4. This reference has to work
outside the bias generator rails, so its power-feed resistors R7, R8 are boot-
strapped by C from the amplifier output, as in the Trimodal amplifier design.

Ambient temperature changes

Power  amplifiers  must  be  reasonably  immune  to  ambient  temperature
changes,  as  well  as  changes  due  to  dissipation  in  power  devices.
The  standard  compensation  system  deals  with  this  pretty  well,  as  the

360

Figure 12.29

Shows a practical
version of a Vbe
multiplier with
increased tempco. The
extra voltage source is
derived from the
bandgap reference by
R6, R4. Tempco is
increased to
–5.3 mV/°C

Figure 12.30

Practical Vbe multiplier
with increased tempco,
and also improved
correction for ambient
temperature changes,
by using diode D to
derive the extra voltage

Thermal compensation and thermal dynamics

Vbe-multiplication factor is inherently almost the same as the number of
junctions being biased. This is no longer true if the tempco is significantly
modified.  Ideally  we  require  a  bias  generator  that  has  one  increased
tempco for power-device temperature changes only, and another standard
tempco for ambient changes affecting all components. One approach to
this is Figure 12.30, where V1 is derived via R6, R4 from a silicon diode
rather  than  a  bandgap  reference,  giving  a  voltage  reducing  with  tem-
perature. The tempco for temperature changes to Q1 only is –4.0 mV/°C,
while  the  tempco  for  global  temperature  changes  to both Q1  and  D1  is
lower  at  –3.3 mV/°C.  Ambient  temperatures  vary  much  less  than  output
device junction temperatures, which may easily range over 100 °C.

Creating a lower tempco

Earlier in this chapter I showed that an EF output stage has ‘thermal gain’ in
that the thermal changes in Vq make it appear that the tempco of the Vbias
generator is higher than it really is. This is because the bias generator is set
up  to  compensate  for  four  base-emitter  junctions,  but  in  the  EF  output
configuration the drivers have a roughly constant power dissipation with
changing  output  power,  and  therefore  do  not  change  much  in  junction
temperature. The full effect of the higher tempco is thus felt by the output
junctions, and if the sensor is placed on the power device itself rather than
the  main  heatsink,  to  reduce  thermal  delay,  then  the  amplifier  can  be
seriously over compensated for temperature. In other words, after a burst of
power  Vq  will  become  too  low  rather  than  too  high,  and  crossover
distortion will appear. We now need a Vbias generator with a lower tempco
than the standard circuit.

The principle is exactly analogous to the method of increasing the tempco.
In Figure 12.31, a voltage source is inserted in the upper leg of potential

361

Figure 12.31

The principle of a
Vbe multiplier with
reduced tempco. The
values shown give
–3.1 mV/°C

Audio Power Amplifier Design Handbook

divider R1, R2; the required Vbe-multiplication factor for the same Vbias is
reduced, and so therefore is the tempco.

Table 12.6 shows how this works as V1 is increased in 100 mV steps. R1
has  been  varied  to  keep  Vbias  constant,  in  order  to  demonstrate  the
symmetry  of  resistor  values  with  Table  12.5;  in  reality  R2  would  be  the
variable element, for the safety reasons described above.

Current compensation

Both bias generators in Figure 12.27 are fitted with a current-compensation
resistor R3. The Vbe multiplier is a very simple shunt regulator, with low
loop gain, and hence shows a significant series resistance. In other words,
the Vbias generated shows unwanted variations in voltage with changes in
the standing current through it. R3 is added to give first-order cancellation
of  Vbias  variations  caused  by  these  current  changes.  It  subtracts  a
correction  voltage  proportional  to  this  current.  Rather  than  complete
cancellation,  this  gives  a  peaking  of  the  output  voltage  at  a  specified
current, so that current changes around this peak value cause only minor
voltage  variations.  This  peaking  philosophy  is  widely  used  in  IC  bias
circuitry.

R3 should never be omitted, as without it mains voltage fluctuations can
seriously affect Vq. Table 12.4 shows that the optimal value for peaking at
6 mA depends strongly on the Vbe multiplication factor.

Figure  6.14  demonstrates  the  application  of  this  method  to  the  Class-B
amplifier. The graph shows the variation of Vbias with current for different
values of R3. The slope of the uncompensated (R3 = 0) curve at 6 mA is
approx.  20 !,  and  this  linear  term  is  cancelled  by  setting  R3  to  18 ! in
Figure 6.13.

The current through the bias generator will vary because the VAS current
source is not a perfect circuit element. Biasing this current source with the
usual pair of silicon diodes does not make it wholly immune to supply-rail

362

Table 12.6

V1

mV

Vbias

V

R1

!

Tempco

mV/C

0

1.287

470

–3.6

100

1.304

390

–3.3

200

1.287

330

–3.1

300

1.286

260

–2.8

400

1.285

190

–2.5

Thermal compensation and thermal dynamics

variations. I measured a generic amplifier (essentially the original Class-B
Blameless  design)  and  varied  the  incoming  mains  from  212 V  to  263 V,
a range of 20%. This in these uncertain times is perfectly plausible for a
power amplifier travelling around Europe. The VAS current-source output
varied from 9.38 mA to 10.12 mA, which is a 7.3% range. Thanks to the
current-compensating  resistor  in  the  bias  generator,  the  resulting  change
in  quiescent  voltage  Vq  across  the  two  Re’s  is  only  from  1.1 mV  (264 V
mains)  to  1.5 mV  (212 V  mains).  This  is  a  very  small  absolute  change  of
0.4 mV, and within the Vq tolerance bands. The ratio of change is greater,
because Vbias has had a large fixed quantity (the device Vbe’s) subtracted
from  it,  so  the  residue  varies  much  more.  Vq  variation  could  be  further
suppressed by making the VAS current source more stable against supply
variations.

The finite ability of even the current-compensated bias generator to cope
with changing standing current makes a bootstrapped VAS collector load
much less attractive than the current-source version; from the above data,
it appears that Vq variations will be at least three times greater.

A  quite  different  approach  reduces  Vbias  variations  by  increasing  the
loop gain in the Vbe multiplier. Figure 12.32 shows the circuit of a two-
transistor version that reduces the basic resistance slope from 20 to 1.7 !.
The first transistor is the sensor. An advantage is that Vbias variations will
be smaller for all values of VAS current, and no optimisation of a resistor
value  is  required.  A  drawback  is  slightly  greater  complexity  in  an  area
where  reliability  is  vital.  Figure  12.33  compares  the  two-transistor
configuration  with  the  standard  version  (without  R3).  Multi-transistor
feedback loops raise the possibility of instability and oscillation, and this
must  be  carefully  guarded  against,  as  it  is  unlikely  to  improve  amplifier
reliability.

363

Figure 12.32

Circuit of a two-
transistor Vbe multiplier.
The increased loop
gain holds Vbias more
constant against current
changes

Audio Power Amplifier Design Handbook

This  section  of  the  Thermal  Dynamics  chapter  describes  simple  Vbias
generators with tempcos ranging from –2.5 to –6.9 mV/°C. It is hoped that
this, in combination with the techniques described earlier, will enable the
design of Class-B amplifiers with greater bias accuracy, and therefore less
afflicted by crossover distortion.

Thermal dynamics in reality

One of the main difficulties in the study of amplifier thermal dynamics is
that some of the crucial quantities, such as transistor junction temperatures,
are  not  directly  measurable.  The  fact  that  bias  conditions  are  altering  is
usually recognised from changes in the THD residual as viewed on a scope.
However, these temperatures are only a means to an end – low distortion.
What  really  matters  is  the  crossover  distortion  produced  by  the  output
stage.  Measuring  this  gets  to  the  heart  of  the  matter.  The  method  is  as
follows. The amplifier under study is deliberately underbiased by a modest
amount.  I  chose  a  bias  setting  that  gave  about  0.02%  THD  with  a  peak
responding measurement mode. This is to create crossover spikes that are
clear of the rest of the THD residual, to ensure the analyser is reading these
spikes  and  ignoring  noise  and  other  distortions  at  a  lower  level.  The AP
System-1 has a mode that plots a quantity against time (it has to be said that
the  way  to  do  this  is  not  at  all  obvious  from  the  AP  screen  menus  –
essentially ‘time’ is treated as an external stimulus – but it is in the manual)
and this effectively gives that most desirable of plots – crossover conditions

364

Figure 12.33

The two-transistor
configuration gives a
consistently lower
series resistance, and
hence Vbias variation
with current,
compared with the
standard version
without R3